一种推挽正激电路
正激变换器拓扑附TL494组成的推挽脉宽调制电路图原理
正激变换器拓扑附TL494组成的推挽脉宽调制电路图原理
⑤正激变换器拓扑
所谓正激变换，就是在开关管导通阶段，能量从变压器主边传输至副边。
如图3.37所示，当VT1导通时，初级线圈Np电流线性增加，根据变压器同名端分析，电流方向使得次级线圈整流二极管VD2、VD3、VD4导通，电感L3，电容C1、C2、C3充电，当VT1截止，各线圈感应电动势反向，此时只有回路N r→V dc→VD1呈导通状态，变压器剩余能量回馈至电源V dc，VD2、VD3、VD4反偏截止，VD5、VD6、VD7续流，L1、L2、L3释放能量给后级。
电压反馈通过电阻R4、R5分压，经过脉宽调制器控制占空比稳定电压。
正激变换拓扑的典型特点是变压器初次级同名端一致，而且次级回路有串联储能电感。
图3.38是典型的正激变换电路。
芯片LT3753的PWM输出端OUT输出开关信号给开关管，驱动变压器传输能量给后级电路，可以通过变压器同名端及后级的电感判断，此电路结构是明显的正激变换结构。
图3.36 TL494组成的推挽脉宽调制电路
图3.37 正激变换拓扑
【1】【2】【3】【4】【5】【6】【7】【8】【9】【10】【11】。
推挽式电路
推挽式电路推挽式电路是一种常见的电子电路，其设计理念是采用传统的三极管、场效应管和功率 MOS 管多样化组合的方式，来实现高可靠性、高稳定性的控制。
在日常生活和工业生产中，推挽式电路被广泛应用于功率放大、开关等领域。
下面我们来分步骤阐述推挽式电路的工作原理，以及常见的组成方式。
一、推挽式电路的工作原理推挽式电路的工作原理是通过两个开关电路的交替工作来实现控制。
其中一个开关电路负责将信号从低电平变为高电平进行放大，这个开关电路叫做“驱动电路”；另一个开关电路则负责将信号从高电平变为低电平进行放大，这个开关电路叫做“负载电路”。
两个开关电路工作相互协调，实现推挽放大的效果。
二、推挽式电路的组成方式推挽式电路的组成方式多样，下面我们介绍三种比较常见的组成方式。
1.三极管推挽式电路三极管推挽式电路是一种基本的推挽式电路，主要用于工频音响产品的放大，其组成方式是采用NPN三极管和PNP三极管分别组成驱动电路和负载电路，实现信号放大。
2.场效应管推挽式电路场效应管推挽式电路也是一种常用的推挽式电路，主要用于高频率的放大控制电路中。
该电路的组成方式是采用两个N沟道场效应管或两个P沟道场效应管组成驱动电路和负载电路，实现信号放大。
3.功率 MOS 管推挽式电路功率 MOS 管推挽式电路是一种高性能的推挽式电路，主要用于高速开关控制电路中。
该电路的组成方式是采用两个N沟道功率 MOS管或两个P沟道功率 MOS 管组成驱动电路和负载电路，实现信号放大。
通过以上三种方式的组合，我们可以组成各种不同类型的推挽式电路，满足不同的控制需求。
总之，推挽式电路是一种广泛应用的电路，其工作原理简单，组成方式多样，可以根据不同的应用场景进行组合配置，实现不同的控制需求。
《隔离式光伏发电用推挽正激DC-DC变换器的研究》范文
《隔离式光伏发电用推挽正激DC-DC变换器的研究》篇一隔离式光伏发电用推挽正激DC-DC变换器的研究一、引言随着可再生能源的日益重要性和光伏发电技术的快速发展，隔离式光伏发电系统中的DC/DC变换器已成为研究的热点。
推挽正激DC/DC变换器作为其中一种高效的转换方式，其在提高系统效率和保证能量传输的稳定性方面发挥着重要作用。
本文旨在研究隔离式光伏发电系统中使用的推挽正激DC/DC变换器，探讨其工作原理、性能特点及优化策略。
二、推挽正激DC/DC变换器的工作原理推挽正激DC/DC变换器是一种双管正激电路，其工作原理主要基于推挽电路和正激电路的组合。
在正常工作时，两个开关管交替导通和关断，实现能量的传递和转换。
当其中一个开关管导通时，电流通过变压器和开关管传输到输出端，从而实现能量的传递。
在推挽正激电路中，通过控制开关管的导通和关断时间，可以实现对输出电压的精确控制。
三、隔离式光伏发电系统中的应用在隔离式光伏发电系统中，推挽正激DC/DC变换器起着重要的作用。
首先，它能够将光伏电池板产生的直流电转换为适合系统使用的电压。
其次，通过变压器的隔离作用，保证了系统安全可靠地运行。
此外，推挽正激电路的高效率、高功率密度和良好的可靠性使得其在光伏发电系统中得到广泛应用。
四、性能特点及优化策略推挽正激DC/DC变换器具有以下性能特点：一是高效率，能够有效地将光伏电池板产生的电能转换为可用电能；二是高功率密度，能够在有限的体积内实现高功率的转换；三是良好的可靠性，能够保证系统长时间稳定运行。
为了进一步提高推挽正激DC/DC变换器的性能，可以采取以下优化策略：一是优化电路拓扑结构，降低电路损耗；二是采用高频开关技术，提高系统的动态响应速度；三是优化控制策略，实现系统的最大功率点跟踪；四是采用先进的散热技术，降低系统的温度，提高系统的可靠性。
五、实验与结果分析为了验证推挽正激DC/DC变换器的性能及优化策略的有效性，我们进行了实验研究。
推挽电路原理开关电源
推挽电路原理开关电源推挽电路是一种常用于驱动直流电机的电路，它通过两个互补的开关管（一般是NPN型和PNP型晶体管）控制电机的正反转。
推挽电路可以提供较大的电流输出，并且具有较好的工作效率和响应速度，因此广泛应用于各种电机驱动和开关功率放大电路中。
推挽电路的原理如下：1.基本结构：推挽电路由两个互补的开关管组成，一般一个为NPN型晶体管和一个为PNP型晶体管。
两个开关管交替工作，通过控制它们的导通和截止状态来实现电机的正反转。
2.工作原理：推挽电路有两种工作状态：正转状态和反转状态。
在正转状态下，NPN晶体管处于导通状态，PNP晶体管处于截止状态。
这时电流从电源经过NPN管流向电机，电机开始正转。
在反转状态下，PNP晶体管处于导通状态，NPN晶体管处于截止状态。
这时电流从电源经过PNP管流向电机，电机开始反转。
推挽电路通过两个开关管的交替工作，实现了电机的正反转，并且其中一条开关管工作时另一条开关管处于截止状态，大大降低了功率损耗和热量。
3.控制电平：推挽电路的控制电平是通过控制NPN和PNP晶体管的基极电压来实现的。
当NPN的基极电压为高电平，PNP的基极电压为低电平时，电路处于正转状态；当NPN的基极电压为低电平，PNP的基极电压为高电平时，电路处于反转状态。
4.保护电路：为了防止电机在正反转过程中产生反电动势以及反冲电流对驱动电路造成损害，推挽电路通常还配备了反电势保护电路，如二极管并联等。
总结：推挽电路通过控制NPN和PNP晶体管的导通和截止状态来实现电机的正反转。
它具有较大的电流输出、较好的工作效率和响应速度，广泛应用于各种电机驱动和开关功率放大电路中。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结
正激、反激、双管反激、推挽开关电路⼩结开关电源电路学习⼩结1.正激（Forward）电路正激电路的原理图如图1所⽰：图1、单管正激电路1.1电路原理图说明单管正极电路由输⼊Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、⼆极管VD1、电感L1组成。
其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同⼀个铁芯上的，N1、N2的绕线⽅向⼀致，N3的绕线⽅向与前两者相反。
1.2电路⼯作原理说明开关管VT1以⼀定的频率通断，从⽽实现电压输出。
当VT1吸合时，输⼊电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作⽤，变压器线圈N2两边产⽣上正下负的电压，VD1正向导通。
Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。
由于N3的绕线⽅向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。
当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产⽣反电动势，⽅向上负下正；N3则产⽣上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。
通过上述内容可以看到W3的作⽤，就是为了能使磁场连续⽽留出的电流通路，采⽤这种接线⽅式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。
如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：⼀是击穿开关；⼆是N2电流倒流使⼆极管反向击穿。
击穿开关或⼆极管，都需要很⾼电压，使击穿后电流以较⾼的变化率下降到零；⽽很⾼的电流变化率（磁通变化率）⾃然会产⽣很⾼的感⽣电动势来形成击穿电压。
由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将⽆法回收到电源；并且还会击穿开关和⼆极管。
1.3⼩结1)正激电路使⽤变压器作为通道进⾏能量传输；2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管关断时，将由副边回路中的电感续流带载；3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。
正激输出电压的瞬态特性相对较好；4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加⼀个反电动势吸收绕组，因此正激电路的变压器要⽐反激电路的体积⼤；5)由于正激电路控制开关的占空⽐都取0.5左右，⽽反激电路的占空⽐都较⼩，所以正激电路的反激电动势更⾼。
推挽正激电路工作原理
推挽正激电路工作原理推挽正激电路是一种常用的电路配置，主要用于放大和驱动信号。
它由一个NPN晶体管和一个PNP晶体管组成，通过交替工作，实现信号的放大和输出。
本文将介绍推挽正激电路的工作原理及其特点。
推挽正激电路的工作原理如下：当输入信号为高电平时，NPN晶体管导通，PNP晶体管截止；当输入信号为低电平时，NPN晶体管截止，PNP晶体管导通。
通过这种交替工作的方式，输入信号经过两个晶体管的放大，输出信号得到放大和驱动。
推挽正激电路的特点有以下几点：1. 高效率：推挽正激电路由两个晶体管组成，每个晶体管工作在截止或导通状态，能够减小功耗，提高效率。
2. 输出功率大：推挽正激电路能够实现双向放大，因此输出功率相对较大，能够满足一些高功率要求的应用。
3. 输出电压范围宽：推挽正激电路能够通过不同的电源电压和晶体管的参数选择，实现不同的输出电压范围，具有较好的灵活性。
4. 输出波形好：由于采用两个晶体管交替工作，推挽正激电路的输出波形较为稳定，减小了波形畸变。
5. 抗干扰能力强：推挽正激电路能够有效抵抗外部干扰信号，提高系统的稳定性和可靠性。
6. 适用于多种应用：由于推挽正激电路的特点，它可以广泛应用于音频放大、电机驱动、电源逆变等领域。
推挽正激电路的应用场景举例：1. 音频放大器：推挽正激电路可以实现音频信号的放大和驱动，被广泛应用于音响设备、功放等领域。
2. 电机驱动：推挽正激电路可以用于直流电机的驱动，通过控制晶体管的导通和截止，实现电机的正反转和速度控制。
3. 逆变器：推挽正激电路可以实现直流电源向交流电源的转换，被广泛应用于太阳能发电、电动汽车等领域。
总结起来，推挽正激电路是一种常用的电路配置，通过两个晶体管的交替工作，实现信号的放大和驱动。
它具有高效率、输出功率大、输出波形好等特点，适用于音频放大、电机驱动、电源逆变等多种应用场景。
在实际应用中，需要根据具体的要求选择合适的晶体管和电源电压，以实现最佳的性能和效果。
一种推挽式Boost DCDC变换器的研究
一种推挽式Boost DCDC变换器的研究摘要：随着电力电子技术的迅速发展，双向DC/DC变换器的应用日益广泛。
文章提出在双向DC/DC变换器中用到的一种推挽式Boost DC/DC变换器，全面分析这种变换器的工作原理并阐述其缺点，利用PSPICE仿真软件对其进行建模仿真。
0 引言电力电子技术是研究电能变换原理与变换装置的综合性学科，是电力行业中广泛运用的电子技术。
电力电子技术研究的内容非常广泛，包括电力半导体器件、磁性元件、电力电子电路、集成控制电路以及由上述元件、电路组成的电力变换装置，其中电力变换技术是开关电源的基础和核心。
由于生产技术的不断发展，双向DC/DC变换器的应用也越来越广泛，主要有直流不停电电源系统（DC-UPS）、航空电源系统、电动汽车等车载电源系统、直流功率放大器以及蓄电池储能等应用场合。
而双向DC/DC变换器中，升压变换和降压变换是双向DC/DC变换器中两个组成部分，在DC/DC升压式电路中，通常采用的拓扑结构有Boost、Buck、Boost和推挽三种。
而当输入电压比较低，功率不太大的情况下，一般优先采用推挽结构。
本文着重介绍一种推挽式Boost DC/DC变换器，对其工作原理进行分析并对这种变换器进行建模及仿真。
1 推挽式Boost DC/DC变换电路工作原理推挽式Boost DC/DC变换器的拓扑结构，如图1所示，前面一级升压电路可以看作是一个Boost升压电路，通过调整开关管S1的占空比来调节变压器原边输入电压；后面一级升压电路是一个推挽式变换电路，也可以看作是由两个正激式变换器组合来实现的，该变换器是由一个具有中心抽头的变压器和两只开关管S2、S3构成的。
这两个正激式变换器在工作过程中相位相反，在一个完整的周期中交替把能量传递给负载，所以称为推挽式变换。
图1 推挽式BoostDC/DC变换器功率开关管S1、S2、S3的发射极直接连接在电源负极，因此该变换器的驱动电路继承了一般推挽式变换电路的优点：基极驱动十分方便、简单，不需要进行电气隔离就可以直接驱动。
正激推挽电路的ZCS方案
i p2 ( t ) = - I av +
2
感平均电流 I av 在初级环流 , 负载电流通过 VDa 续 流 。谐振电感电流 i L r = 0 , 谐振电容电压 v Cr = 0 。
t 0 时刻 VS1 开通 , 次级电压 nV in 加在谐振电感 L r
( 12)
t 4 时刻 , i L r 减小到零 , VD1 , VD3 零电流关断 ,
ZCS Scheme of Push2pull For ward Converter
ZHAN G Fang2hua , WAN G Hui2zhen , YAN Yang2guang
( N anji ng U niversity of A eronautics and Ast ronautics , N anji ng 210016 , Chi na)
i p2 ( t ) = - I av +
2
Io +
式中 Zr — — — 谐振阻抗 , Zr =
L r / Cr
保持不变 ,这样输出滤波电感 L f 、 输出滤波电容 Cf 负载电阻 R L 就可以看成一个电流为 Io ( 平均负载 电流) 的电流源 。
ω— — — 谐振角频率 ,ω = 1/
经过 1/ 2 T r , t 2 时刻 , i L r ( t 2 ) = I 0 , v Cr ( t 2 ) =
2 工作原理分析
2. 1 稳态工作基本关系
设 : 初级匝数 N p1 = N p2 = W 1 , 次级匝数 N s =
W 2 ,匝比 n = W 2 / W 1 , T s 为开关周期 ,开关频率 f s
= 1/ T s 。电路的稳态工作基本关系和正激推挽电
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一种推挽正激电路在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁心利用率高的优点而得到了广泛应用。
但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：（1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；（2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。
本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容C,得到如图1所示的新型推挽正激电路拓扑。
该电路可以解决上文所述的传统电路存在的两个缺点。
图1：新型推挽正激电路拓扑2. 推挽正激电路工作原理如图1所示为推挽正激变换器。
该变换器的两个主功率开关管V1、V2和两个匝数均为Wp的初级绕组Tp1、 Tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容C。
Cin为输入电容, Dv1 、Dv2为V1 、V2寄生的反并二极管。
D1、D2组成双半波整流电路。
电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负构成一个回路。
忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，箝位电容上的电压为Uin ，下正上负。
另外一个回路：电源正→V1→箝位电容C→V2→电源负。
根据基尔霍夫电路定律可得：Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2Uin ;当两个开关管均关断时,开关管电压各为Uin。
在分析推挽正激电路工作模态前，我们做如下设定：（1）开关管V1、V2均为理想器件，整流二极管D1、D2为理想器件，导通压降忽略不计；（2）箝位电容C较大，在工作过程中两端电压保持Uin基本不变；（3）滤波电感Lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流Io=Uo/R; （4）原边绕组匝数同为Wp,励磁电感和漏感均相同为Lm、L ,副边匝数同为Ws,匝比n=Ws/Wp;（5）开关周期Ts, V1、V2每个周期开通时间均为Ton ，V1、V2工作的占空比均为：D＝Ton/Ts;图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。
图2 PPF工作原理波形图1) [t1—t2]在t1之前开关管V1、V2都是关断的，输入电流沿回路：电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负环流工作，环流为Ia=nDIo [1](具体分析在第3节中给出)。
原副边绕组电压为0，整流二极管D1、D2同时导通。
t1时刻V1开通， Uin加在绕组Tp1的漏感上，I1快速增加；Uc加在绕组Tp2的漏感上，I2迅速减小并反向增大。
相应的，在副边流过D1电流ID1增大，流过D2的电流ID2减小。
t2时刻，D2截止ID2＝0。
此模态等效电路图如图3a,持续时间：其中，ILfmin为t1时刻滤波电感电流。
2）[t2—t3]当D2截止时，该工作模态开始工作，电源电压Uin加在绕组Tp1的励磁电感和漏感上，Uc加在绕组Tp2的励磁电感和漏感上，原边两绕组各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两个单端正激电路并联工作[2-4]。
I1增加，I2反向增大。
工作模态如图3b,持续时间：3) [t3 –t4]V1关断时该工作模态开始工作。
在此之前I1始终大于I2，因此在V1关断瞬间V2的反并二极管Dv2导通。
同时，流过D1的电流ID1减小，流过D2的电流ID2从零开始增加，副边绕组短路工作。
电容电压Uc加在绕组Tp1的漏感上，Uin加在绕组Tp2的漏感上，I1迅速减小，I2迅速增加。
当I1=I2时该工作模态结束。
等效的工作模态电路如图3c，持续时间：其中，ILfmax为t3时刻滤波电感电流。
4)[ t4—t5]在此期间，V1和V2都关断。
漏感平均电流（环流）Ia经过回路电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负流动。
由于电源电压和箝位电容电压相等，加在原边两个绕组上的电压均为零，则环流Ia保持不变。
等效的工作模态如图3d,持续时间：5)[t5—t9]V2导通开始下半个周期的工作，工作模态和上半个周期相同，只是励磁电流的方向相反，完成变压器的去磁。
3.环流分析设该推挽正激变换器无功率损耗，根据系统能量守恒定律可得，在半个周期Ts/2内电源输入功率为了分析问题的简便，我们假设以下理想条件成立：(1) 原边两个绕组换流瞬间完成，即：(2) 励磁电感Lm和滤波电感Lf较大，励磁电流为零，Lf可以看作恒流源，求得:输出功率：联立以上两式，Ia=nDIo由此可见，当电路的工作占空比D大，原边环流时间短，环流量值较大；随着输出功率的增加，环流值也增大。
4.主要参数对电路工作的影响分析4.1. 箝位电容C的作用与选取箝位电容的两个主要作用：1) 抑制开关管关断电压尖峰如图1，在开关管V1关断时，由箝位电容C给变压器原边漏感提供一个Dv2→C→Tp1的低阻抗能量释放回路。
将V1的漏源极电压箝位在Uin+Uc, 因而开关管的电压尖峰得到了有效的抑制。
箝位电容在开关管全关断时储存电能，在导通时将能量释放给负载，理论上，无能量损耗。
2) 减小输入滤波器体积与传统的推挽电路相比，推挽正激电路中的箝位电容为开关管关断期间提供一个续流回路。
正是由于续流回路的存在使推挽正激电路工作的输入电流纹波的安秒积分较其它拓扑小。
因此，可以减小输入滤波器的体积。
箝位电容的选取：根据前文的分析，箝位电容C的电压脉动△Uc由环流期间的充电量决定的：一般地，电路工作周期Ts、最大负载电流Io、变压器匝比n在设计前就已经确定了。
在工程实际中，取△Uc＝20％Uin,因此，根据占空比D的工作范围可以计算出所需的电容值。
同时，为了减小电容ESR的影响，一般采用多个薄膜电容并联的方案。
4.2.变压器漏感对PPF工作的影响对于理想的变压器，变压器的漏感, 无论哪个功率管关断时，变压器绕组电流瞬间减小到0。
在两个开关管均关断期间无环流。
实际上，任何变压器都存在漏感，在推挽正激电路中，两个开关管均关断瞬间，原边漏感的能量通过回路：Uin正→Tp2→箝位电容C→Tp1→Uin负给电容C充电形成环流，在箝位电容上产生了电压脉动。
同时,减小原边漏感可以减小功率管开通时的换流时间,也既是减小了占空比的丢失,从而提高了变压器的利用率,减小了电路工作的损耗。
以上分析可见，减小漏感可提高系统的效率。
因此，变压器常采用原副边间绕的方法来减少漏感。
5．仿真和实验5.1.仿真分析基于上文的分析，对PPF的工作进行了原理性的仿真。
仿真主电路如图1所示。
仿真主要参数：Uin=28v, C=70uF，n=6, Io=10A, Lf =160u, Cf =680u\400v×2, Ts=20us。
图4为输出电流Io=10A，占空比D分别为：0.1、0.25、0.4时对应的箝位电容C电压脉动△Uc仿真波形图。
由此可见，当D=0.25时△Uc最大。
图4 占空比D大小和△Uc关系仿真波形图图5(a)为原边激磁电感Lm=12uF,漏感时仿真波形图;图5(b)为原边激磁电感Lm=12uF,漏感＝0时仿真波形图。
仿真结果表明，＝0时输入电流不存在环流过程。
图5 输入电流仿真波形图5.2.实验结果根据有关技术要求，研制出了一台输入24V－32VDC,输出120VDC的2kW DC\DC变换器。
系统参数：开关频率：fs＝50kHz；主功率开关管：IXTK180N15; 整流二极管：DSEP60－06A；箝位电容C=70uF;滤波电感Lf =160uH;滤波电容Cf =680uF/400v×2；主变压器匝比：n=6，磁心：EE55×2。
图6为额定负载下实验波形图，其中图6（a）是原边绕组电流波形图：ch1：开关管V1驱动信号波形, ch2：开关管V2驱动信号波形, ch3：绕组Tp1电流波形I1, ch4：绕组Tp2电流波形I2; 图6（b）开关管漏源极波形图: ch1：开关管V1的驱动信号,ch2：开关管V2源漏极电压波形,ch3：开关管V2的驱动信号,ch4：开关管V2源漏极电压波形。
图6实验波形验证了上述理论分析的正确性。
图6（a）驱动和原边绕组电流波形图ch1: 50V/格 ch2: 50V/格 ch3: 50V/格 ch4: 50V/格图6（b）功率管漏源极电压波形图图7为输出电流Io＝16A时原边绕组电流和箝位电容电压脉动波形图：ch3：绕组Tp1电流波形I1，ch4：绕组Tp2电流波形I2，ch1：箝位电容电压脉动△Uc波形。
实验波形充分说明了第3节环流分析结论和第4.1.节中箝位电容选取原则理论的正确性。
ch3:80A\格，ch4: 80A\格,ch1:5v\格图7（a）Uin＝24v，Io=16A,D=0.45ch3:80A\格，ch4: 80A\格,ch1:5v\格图7（b）Uin＝32v，Io=16A,D=0.325 图7 D不同时原边环流和箝位电容脉动波形图图8为2kW DC\DC变换器效率分布曲线，该变换器的效率可达93.2％。
图8 效率分布曲线6.结论仿真分析和实验结果验证了本文中理论分析和公式推导的正确性，表明推挽正激电路应用于该变换器中具有以下优点：（1）抑制了开关管漏源极电压尖峰，降低了开关管的电压应力和功率损耗 [5]，整机效率高；（2）变压器双向磁化，磁利用率高；（3）输入电流纹波安秒积分较其它拓扑小，减小了输入滤波器体积。
该变换器尤其在低压大电流场合中具有很高的工程实用价值。