采用基于SMC的任意波形发生器生成IQ信号的优势)
msp430简易波形发生器原理题
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1.波形发生器原理
2.波形发生器的调试方法
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3.应用范围
4.特点
5.发展趋势现代科学技术的飞速发展和广泛运用，为我们提供了极大的便利。
我们已经可以随心所欲地通过网络与远在千里之外的人沟通；我们也能自如地通过无线网络购买、下载各种自己喜爱的图书和音像制品；更重要的是，互联网将成为我们生活中不可或缺的一部分。
当然，这些都需要由专门的设备来支持。
而其中最基本、必不可少的就是数字化信号源。
这些信号源多半采用的是模拟信号，比如信号灯、电压表等等。
那么，对于这样的产品，你又知道它是怎样工作的吗？没错，就让我们带着好奇去看看吧！在进行任何一项实验前，首先得把需要使用的仪器准备好：一个有接口的调压器、万用表（测量电压、电流）、电容、小灯泡……这些东西放置起来很占空间，但却非常必要。
而这时候的你，只要简单地摆弄几次，甚至只需要动手拨弄一下开关，就会听到美妙的声音，完全解除了我们的疑虑——这款产品真的神奇！这款“神奇”的东西就是“波形发生器”，它属于信号发生
器的一种。
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28GHz室内毫米波信道路径损耗模型研究
28GHz室内毫米波信道路径损耗模型研究李双德;刘芫健;林乐科【摘要】毫米波信道建模是第五代(the 5th Generation,5G)移动通信系统的关键技术,而路径损耗是表征毫米波信道传播大尺度衰落影响的重要参数.为了更好地理解毫米波信道的传播特性,应进行广泛的信道测量与建模.因此,对28 GHz室内环境进行了信道测量,并给出了相应的毫米波信道路径损耗模型,同时基于入射及反弹射线法/镜像法仿真分析了路径损耗传播特性.研究结果表明:实测结果与仿真结果一致性吻合良好,从而验证了入射及反弹射线法/镜像法的正确性;自由空间邻近(Close-In,CI)参考距离路径损耗模型表达式更简洁,鲁棒性更强.最后,本文给出了一种普遍适用的用来表征室内视距(Line-of-Sight,LOS)与非视距(Non-Line-of-Sight,NLOS)环境28 GHz与60 GHz毫米波信道的路径损耗模型.%The millimeter-wave (mmWave) channel modeling will be one of the key technologies for the 5th generation (5G) mobile communication systems,and the path loss is a significant parameter which can be applicated to characterize the large scale fading of the mmWave channel propagation.To have a better understanding the propagation characteristics of mmWave channel,extensive channel measurements and modeling should be conducted.Thus,in this paper,the measurements of mmWave channel are carried out in indoor environment at 28 GHz,and the corresponding path loss models of mmWave channel are also given.At the same time,the propagation characteristics of path loss are analyzed based on the method of shooting-and-bouncing-ray/image (SBR/Image).The results show that:a good agreement is achieved between the measuredresults and the simulated results,so the correctness of SBR/Image method is validated;the path loss model of the close-in (CI) free space reference distance provides more accuracy and stability in indoor scenarios.Finally,a universally applicable path loss model for 28 GHz and 60 GHz mmWave channels in indoor LOS and NLOS environment is given.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2017(032)005【总页数】10页(P602-611)【关键词】毫米波信道;办公室;室内走廊;路径损耗模型;28 GHz【作者】李双德;刘芫健;林乐科【作者单位】南京邮电大学电子与光学工程学院,南京210023;南京邮电大学电子与光学工程学院,南京210023;中国电波传播研究所电波环境特性及模化技术重点实验室,青岛266107【正文语种】中文【中图分类】TN928引言随着移动通信网络的快速发展,通信业务的不断增长,网络流量的持续上升,第五代(the 5th Generation, 5G)移动通信技术业务的提供能力将更加丰富,目前得到了全球企业、研究所和高等院校的广泛关注和大量研究[1]. 毫米波信道建模及传播特性研究是5G无线通信系统的关键技术,它允许使用更多的频谱来支持各种多媒体业务所需的更大的数据流量,如无人驾驶、智能终端和回程服务[2]. 随着5G技术的深入研究,相应的毫米波信道模型也表现出了不同的特性,因此相关的信道测量与建模需要迫切开展[3]. 此外,国际电信联盟 (International Telecommunication Union, ITU)在全球无线电通信会议(World Radio Communication Conference, WRC-15)中将24.25～27.5 GHz作为5G主要候选频段之一[4]. 我国工业和信息化部批复24.25～27.5 GHz 频段用于我国5G技术研发试验,28 GHz频段被首先确定为实现商用化的5G候选频段.近年来,由于28 GHz毫米波信道传输速率快、能提供更大的带宽,相比60 GHz频段其空间损耗小等优点而被广泛研究. 国内外众多学者对室内外不同复杂环境的28 GHz毫米波信道传播特性进行了研究. 通过对实际测量数据进行统计与分析,研究了毫米波信道传播特性参数,提出了相应的信道模型. 对于室外28 GHz毫米波信道,Rappaport团队使用宽带滑动相关信道探测器,在曼哈顿市中心的纽约大学及布鲁克林区市中心进行信道测量,研究了每一个频点的路径损耗、多径时延扩展、到达多径数、中断率等,提出了定向和全向路径损耗模型、时空信道模型,并指出对于特性的环境路径损耗指数随着频率的增加而略增大[2]. 此外,分析了离开角、到达角、均方根时延扩展以及建筑物的穿透和反射特性,研究表明由于市区环境相对于郊区环境中散射体数目较多,导致其路径损耗值及传播路径时延值大于郊区环境的值[5]. 由于实际信道测量成本昂贵且耗时,相对少量的信道样本可获得,通过信道仿真建模与测量结果对比分析进行一致性验证,研究表明通过射线跟踪方法可以获取大量的信道样本来填补实测样本中的空白. 因此,Hur等[6]利用确定性射线跟踪方法与实际信道测量研究了韩国大田城市街道环境及纽约大学校园环境下的无线信道参数,同时提出了视距(Line-of-Sight, LOS)概率模型、路径损耗模型及双向信道模型. 对于室内28 GHz毫米波信道,Deng等[7]使用不同极化形式的定向喇叭天线和垂直极化全向天线对典型的室内办公环境进行了信道测试,采用最小均方误差拟合分析了不同极化形式的定向与全向路径损耗模型. 为避免最小均方误差拟合方法的计算复杂度, Al-Samman等[8]研究了典型室内走廊环境毫米波信道模型,在自由空间相对参考距离路径损耗模型的基础上引入了交叉极化鉴别因子与频率衰减因子,提出了一种新型的路径损耗模型. 另外,毫米波大规模多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output, MIMO)信道建模也是5G的研究热点之一. 文献[9]基于定向信道探测器,对室内楼层环境及市区环境进行大量信道测量,分析了多径时延、路径损耗及角度统计等传播特性参数,重点研究了时域与空间域的丛簇特性. 研究表明,时域多径丛簇概率密度函数服从指数分布,空间域服从拉普拉斯分布. 文献[10]使用先进的MIMO信道探测器在典型的会议室中进行信道测量,基于实测数据分析了路径损耗模型与阴影衰落. 不同的信道测量方式导致提取信道参数的方法也不同. Wu等[11]利用可旋转的定向天线及矢量网络分析仪在实验室环境中进行信道测量,利用空间交替广义期望最大化(Space-Alternating Generalized Expectation-maximization, SAGE)算法对到达接收端的多径丛簇特性进行了分析. 另外,分析得到了功率延迟分布、功率角度分布以及均方根时延扩展等传播特性参数. 文献[12]利用可旋转定向天线在典型会议室环境中进行信道测量,研究分析了使用不同的半功率点带宽天线的接收信号强度,大尺度衰落下的路径损耗模型以及阴影衰落分布,研究表明,当收发天线的半功率点波束宽度较大时,其路径损耗指数较小,其阴影衰落服从对数正态分布.现有文献中针对5G毫米波热点频段28 GHz频段,还很难发现用来表征普遍适用的室内环境信道的具体路径损耗模型. 本文在典型的室内办公室环境以及室内走廊环境中进行测量、建模与研究,提取相应的路径损耗模型,并与众多研究学者提出的特定室内环境路径损耗模型进行对比分析,给出一种普遍适用的室内环境28 GHz 与60 GHz毫米波信道的路径损耗模型.1 入射及反弹射线法/镜像法入射及反弹射线法/镜像法[13-14](Shooting-and-Bouncing-Ray/Image method, SBR/Image method)适用于典型室内复杂毫米波传播环境中,它可以找到从发射机到接收机的所有电波传播路径,具有较高的计算精度和计算效率,这种方法是一种具有较高实用价值的电波传播预测方法. 该方法的具体实现流程如图1所示.图1 基于SBR/Image方法的技术路线流程图1) 创建室内环境模型将室内复杂环境的建筑结构进行简化及抽象化,赋予每个面一个唯一的标识符来表示该平面,同时记录每个平面的几何数据及形态数据. 几何模型需要预先设定房间的长、宽、高,发射点源坐标,接收点坐标等. 室内物理模型需要储存各个墙面介质材料的电参数,例如:相对介电常数、相对磁导率和电导率.2) 创建波前球先确定波前球的半径,并建立一个内接于波前球的正二十面体,由正二十面体的特征可以计算出它的12个顶点坐标. 然后对其进行细分, 细分是因为射线管截面将随着传播距离的增加而不断扩大,从而影响跟踪的精度,所以应该划分为精细的波前面使射线管的截面变小.每一次划分时取每条边的中点,然后连接各个中点将其分成4等份.3) 建立发射射线管已知发射点源和接收点的坐标,从正二十面体的12个定点确定构成的20个三角形射线管,每个射线管的三条射线方向矢量唯一确定.4) 墙面相交测试判断射线管与平面的相交[13],若射线平行于平面,可做不相交处理;若射线在平面上,则与该平面有无数个交点;反之,射线所在直线和平面有一交点.5) 反射管方向矢量的确定求墙面所在平面的法向量[14],根据镜像理论求出电源关于平面的镜像点,由平面解析几何理论,求出反射管的方向矢量.6) 接收点的判收计算射线管的三条射线到达接收点的两两围成的角度之和,若角度和等于360°,则可视为该射线管可到达接收点.7) 总场强计算到达接收天线的信号有许多的多径分量,其中的每一条多径分量都是发射射线与周围物体和环境相互作用的结果.接收端接收的场强是直射场、反射场、绕射场与透射场之和.2 测量环境与测量系统2.1 测量环境本文的测量环境分三类:第一类为会议室,长、宽均为5.86 m,高为2.40 m,室内放置长宽高分别为3.63 m、1.83 m、0.77 m的办公桌,办公桌由木头材料制成,测量环境如图2(a)所示;第二类为室内走廊环境,长宽高分别为25 m、2 m、2.2 m,走廊环境平面图如图2(b)所示;第三类为办公室复杂环境,长30 m,宽12 m,高4 m,办公室四周墙壁为混泥土,其平面图如图2(c)所示,其中花型代表盆栽,深黑色表示可旋转的椅子,灰色表示办公的桌子,Tx1表示发射天线的位置,Rx表示接收天线的位置.(a) 会议室环境(b) 室内走廊环境(c) 办公室复杂环境图2 测量环境2.2 测量系统针对测量环境一和二使用的测量设备如图3(a)所示,信号发射机包括产生基带信号模块和上变频模块. 基带信号模块产生PN序列,通过ASK或BPSK调制后送入上变频模块. 通过两次上变频,基带信号被调至28 GHz,然后将变频后的信号发射出去.接收机由下变频模块和基带信号采集模块两部分组成. 下变频模块将天线收到的信号通过一次下变频和一次IQ下变频将信号搬移至零中频. 采集模块采用两路同步的采集信号,得到IQ信号. 最后,对信号进行提取、处理和分析,最终得到毫米波无线信道传播特性参数. 测量时,收发两端都采用垂直极化的喇叭天线,天线增益25 dBi,收发天线高度都为1.80 m,发射功率为21.3 dBm. 发射天线在室内平面图中Tx所标注的位置处,在会议室中接收天线沿着A-B-C-D移动,在室内走廊环境中,接收天线沿着虚线箭头方向一直移动下去.对于测量环境三使用的测量设备如图3(b)所示,测量系统由发射机和接收机两部分构成.发射机主要包括产生基带信号的任意波形发生器M8190A、用以信号调制的矢量信号发生器E8267D、功率放大器、发射天线,以及同步铷钟模块四部分. 接收机主要包括接收天线、天线控制开关、解调器N5183A、低噪声放大器,以及铷钟模块等. 测量原理是先产生基带信号,再经过上变频到28 GHz频段,再经过功率放大器,并由发射天线将信号发射出去. 发射信号经待测信道后,接收天线接收信号,再经过下变频与低噪声放大器后,采集信号,由此得到接收信号. 接收端与发射端分别与计算机相连. 接收机位于图2(c)中Rx1、Rx2、Rx3和Rx4处,分别在这四个位置上进行测量,喇叭天线半功率角约为10°. 每个接收位置进行测量时,俯仰角保持0°,并在水平面顺时针旋转喇叭天线的方位角,每隔7.5°旋转一次,这样,每个测量点处共进行48次测量. 测量系统的参数如表1所示.(a) 测量系统一(b) 测量系统二图3 测量系统表1 测量系统参数参数取值中心频率/GHz28带宽/MHz500发射天线垂直极化全向天线接收天线垂直极化的喇叭天线发射功率/dBm0收/发端高度/m1.80/1.80接收端天线增益/dBi253 测量与仿真结果对比分析3.1 测量与仿真路径损耗模型路径损耗[15]是表征无线信道传播大尺度衰落影响的重要参数之一. 在本文中,基于实际测量数据与仿真结果,考虑两种典型的路径损耗模型,即:自由空间邻近(Close-In, CI)参考距离的路径损耗模型[16]和ABG (Alpha-Beta-Gamma)路径损耗模型[17]. CI路径损耗模型为(1)式中:d0是自由空间相对参考距离;f是载频;c是光速;d是发射天线与接收天线之间的距离是服从零均值的高斯随机变量,σ是标准差;n为路径损耗指数,n=1相当于平面导波路径损耗,n=2属于自由空间路径损耗[18].ABG路径损耗模型为(2)式中:表示随着载频以及收发天线之间距离变化的路径损耗,dB;α表示收发天线之间距离对路径损耗影响参数;β表示路径损耗优化补偿值是服从均值为零标准差为σ的高斯随机变量;γ表示载频对路径损耗影响参数,当载频为单一固定值时[19],γ一般设置为0或2. 在本文中载频都为28 GHz,γ设置为0,此时,路径损耗模型即为AB模型.对于场景一会议办公室,当接收天线沿着会议桌四周每隔0.6 m移动一次时,实际测量路径损耗模型与仿真路径损耗模型如图4所示．根据最小二乘法对于实际测量数据(蓝色点表示实际测量数据)拟合为n=1.82,σ=0.80 dB.其CI模型仿真数据(红色点表示仿真数据)拟合值为n=1.61,σ=0.60 dB.AB G模型仿真数据拟合值为α=2.43,β=59.98 dB,σ=3.65 dB.通过对比可以看出:实际测量路损模型与仿真结果基本一致,验证了SBR/Image方法在研究毫米波信道的有效性与可靠性;CI模型形式简单、鲁棒性更好,该结果与文献[20]一致,因此后两个场景考虑CI路径损耗模型. 图4 28 GHz会议室环境路径损耗模型对于场景二室内走廊环境,当接收天线沿着虚线路径每隔0.6 m移动一次时,实际测量路径损耗模型与仿真路径损耗模型如图5所示．根据最小二乘法对于实际测量数据(蓝色点表示实际测量数据)拟合为n=1.78,σ=2.10 dB.CI模型仿真数据(红色点表示仿真数据)拟合值为n=1.41,σ=0.85 dB.从图2可以明显看出,在LOS室内走廊环境中,路径损耗指数要比自由空间传播路径损耗指数小,这是由于波导效应造成的. 当收发距离较小时,由于电波碰到天花板、地板、墙壁等室内障碍物后进行反射,反射波部分被定向天线的空间滤波所滤掉;然而在较大的距离上,反射波对平均接收功率贡献较大,导致路径损耗要比自由空间小. 另外,通过对比实测与仿真得到的CI路径损耗模型,可以看到结果基本一致,有一些地方略有差异,这是由于仿真建模与实际测量环境之间有一定的差异,包括建筑物材料的相对介电常数与电导率之间的差异,还有信道中散射物体位置的不精确性造成的.图5 28 GHz室内走廊环境路径损耗模型对于场景三室内科研室办公环境,由于在实际测量信道中,发射端采用全向天线,接收端采用旋转的定向喇叭天线,这样的信道可以看成是单输入多输出(Single-Input Multiple-Output, SIMO)信道. 在接收端使用高增益的喇叭天线时,可根据方向扫描探测(Direction-Scan-Sounding, DSS)[21]方法对信道进行测量,DSS信道探测示意图[15]如图6所示.图6 DSS信道探测示意图在本次测量中,接收端可以看成N=48个分量合成,接收端接收到的信号可表示为[15]s(t;ρl) =[s1(t;ρl),…,sN(t;ρl)]T=c(θl,φl)αlexp(j2πvlt)u(t-τl).(3)式中:ρl=[τl,θl,φl,vl,αl]是信道预估参数.若在测量过程中,信道是时不变信道,那么旋转矢量可表示为(4)则接收端接收到的总信号可表示为(5)式中:N(t)=[N1(t),…,NN(t)]T是复高斯白噪声;N0为常数.在仿真建模过程中,收发两端都采用全向天线,通过对实测数据及仿真数据处理,在四个接收点处实际测量的路径损耗如图7所示．实测与仿真接收功率对比如表2所示. 通过对比,可以得到在接收端定向喇叭天线可以近似看成全向天线,这样不仅能把每一个平面上的多径分量全部接收,而且也可以同时利用天线的分集技术补偿衰落信道的路径损耗.图7 四个接收点处的实测路径损耗表2 实际测量与仿真建模总的接收功率值对比接收点实测值/dBm仿真值/dBmRx1-83.97-83.35Rx2-80.53-76.95Rx3-74.29-72.99Rx4-71.86-71.05通过对室内科研办公室环境中路径1、路径2以及路径3进行仿真分析,得到路径损耗模型如图8所示,该路径损耗模型与之前的会议室路径损耗模型基本一致.图8 28 GHz科研办公室环境路径损耗模型3.2 室内环境普遍适用的路径损耗模型每一个室内环境的结构、尺寸、墙壁材料以及室内散射物体的位置、形状等都有本质性的差异. 此外,实际信道测量设备也不同,后期对实际信道测量数据处理的算法以及处理过程中设置噪声门限准则也有很大的区别,提取的信道参数表面上不具备可比性,但是对于不同的室内环境,其毫米波无线信道多径传播特性参数中路径损耗模型表现出一定的相似性[22],因此可以通过对比分析得到室内环境下28 GHz与60 GHz毫米波无线信道的一种普遍适用的路径损耗模型. 本文实测与仿真得到的路径损耗参数与国内外其他研究学者研究得到的路径损耗信道参数对比如表3所示.表3 28 GHz室内环境毫米波信道路径损耗参数对比测量环境路径nσ/dB内走廊[7]LOS1.352.95办公室[8]LOSNLOS1.403.602.1510.60办公楼层[9]LOSNLOS1.872.802.076.18会议室[23]LOS1.80-室内走廊[23]LOS1.20-铁路[24]客运站[24]LOSNLOS2.153.031.197.80飞机场[24]客运站[24]LOSNLOS2.172.681.335.28室内走廊[25]LOSNLOS1.752.851.155.80办公室[25]NLOS3.2510.40办公室[26]LOSNLOS1.202.902.3010.90办公室[27]LOSNLOS1.842.993.406.60国际机场[28]LOSNLOS1.802.501.406.40会议室(本文)LOS1.720.70室内走廊(本文)LOS1.601.48科研室(本文)LOS1.691.60 通过比较本文得到的室内路径损耗模型与现有文献中存在的室内路径损耗模型,可以将室内环境整体分成四类,分别为:室内办公室环境、室内走廊环境、室内大型候车厅环境以及室内楼层环境. 这四类环境根据直射路径是否被阻挡又可以分为室内LOS环境和室内非视距 (Non-Line-of-Sight, NLOS)环境,通过对表中所有四类环境中提取的路径损耗模型参数取均值,得到四类室内环境中路径损耗参数的均值,结果如表4所示.表4 28 GHz不同类室内环境平均路径损耗指数与平均标准差测量环境路径nσ/dB办公室LOS1.612.03走廊LOS1.481.86候车厅LOS2.041.31楼层LOS1.872.07办公室NLOS3.199.63走廊NLOS2.855.80候车厅NLOS2.746.49楼层NLOS2.806.18通过比较表4得到的平均路径损耗参数,可以看到,室内LOS走廊环境的平均路径损耗指数最小,其值为1.48,这是由于波导效应造成的.另外,通过对比还发现室内环境的路径损耗参数具有相似性,因此室内LOS环境与NLOS环境可以总结概括为通用的路径损耗模型,其路径损耗模型参数结果如表5所示.表5 28 GHz室内环境路径损耗普遍适用模型参数测量环境路径nσ/dB室内环境LOS1.751.82室内环境NLOS2.907.03由表5知,当载频为28 GHz,对于室内LOS环境,其一般CI路径损耗模型基本可以表示为(6)当载频为28 GHz,对于室内NLOS环境,其一般CI路径损耗模型基本可以表示为(7)文献[29]中,Peter F. M. Smulders针对前人已发表的测量和信道建模结果,对60 GHz室内无线信道的传播特性进行了综合分析,推导得出一种普遍适用于60 GHz 室内无线信道的路径损耗模型,得到的CI路径损耗模型参数如表6所示.该CI路径损耗模型参数值与本文得到的28 GHz室内无线信道的路径损耗模型参数结果基本一致.表6 60 GHz室内环境路径损耗普遍适用模型参数测量环境路径nσ/dB室内环境LOS1.701.80室内环境NLOS3.304.60通过对比可以看出在毫米波信道中,当载频为28 GHz与60 GHz时,对于室内LOS 环境,其一般CI路径损耗模型基本可以表示为(8)对于室内NLOS环境,其一般CI路径损耗模型基本可以表示为(9)4 结论本文对28 GHz三种室内典型毫米波信道进行了大量的测量,并通过将实际测量结果与入射及反弹射线法/镜像法结果对比分析,验证了该方法的正确性. 结果表明CI 模型更稳定,形式更简单. 在DSS信道探测中,通过实测结果与仿真结果对比分析可以得到:利用旋转的定向喇叭天线可近似看成全向天线,不仅可以全方位地检测到达接收端的多径信号,而且可以使用定向天线覆盖较大的范围. 最后,给出了一种普遍适用于28 GHz毫米波信道室内环境CI路径损耗模型,同时给出了一种普遍适用于当载频为28 GHz与60 GHz的毫米波信道室内环境CI路径损耗模型. 本文结果可以为5G毫米波通信系统的设计及无线信道建模提供理论依据.致谢:感谢北京邮电大学通信实验室对会议办公室及室内走廊环境提供了实际测量的平台,感谢中国电波传播研究所对复杂办公室环境的实际测量工作给予的支持. 参考文献[1] 张平, 陶运铮, 张治. 5G若干关键技术评述[J]. 通信学报, 2016, 37(7): 15-29. ZHANG P, TAO Y Z, ZHANG Z. Survey of several key technologies for 5G[J]. Journal on communications, 2016, 37(7): 15-29. (in Chinese)[2] RAPPAPORT T S, MACCART G R, SAMIMI M K, et al. 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手机中的IQ宽带调制
三、IQ信号的转换
---如果要采用IQ调制的IQ信号实现极化调制，还必须进行IQ信号的转换。
---IQ信号与其模值和相位的关系为：
---I(t)=r(t)·cosj(t)
---Q(t)=-r(t)·sinj(t)
---根据2.2节的讨论，可知：
---iA(t)=1/√I2(t)+Q2(t)·I(t)
是调制输入端为了提高频带利用率而设计的相位正交的两路信号。
I为同相位（In-phase）分量,代表向量在横轴上的投影;Q为90度相移（Quadrate）分量,代表向量在纵轴上的投影。
在通信系统中, （语音信号）就是调变和解调变所要传送的信息。而在数字通信系统中,传送的信息是数据。数字调变是将数据数据载在射频载波的过程,而解调变则是将数据数据从射频信号中取出的过程。
QPSK(Quadrature Phase Keying)在星座图上有四点,以原点为中心, 构成一个正方形，如图6-6。星座图上四点到原点的距离相同,所以载波的振幅没有改变,只改变了相位。由于星座图上只有四个点,即有四种可能调变的状况, 每种状况可用两个数据位来代表。
定义I-Q图上的每一个点为一个符号(symbol),图上点出现的频率即为符号传输速率(symbol rote)或是鲍率(boud rate),也就是实际载波改变的速率。在QPSK中,每个符号代表两个数据位,所以数据传输速率(bit rate)为符号传输速率的两倍。反过来说,符号传输速率为数据传输速率的一半。如果已知一个符号代表几个数据位,那么符号传输速率即为数据传输速率除以一个符号所代表的数据位数。
---在极化调制中，调制信号以时变幅度和相位的形式表示。其相位信息用来进行相位调制，然后将该信号输入功率放大器，通过控制功率放大器的偏置或供电电压来实现幅度调制。
(毕业论文)555制作多波形发生器
第1章引言1.1本课题的研究现状信号源作为一种基本电子设备无论是在教学、科研还是在军事技术中，都有着广泛的使用。
因此，从理论到工程对信号的发生进行深入研究，不论是从教学科研角度，还是从社会实际应用角度出发都有着积极的意义。
随着科学技术的发展和测量技术的进步，对信号源的要求越来越高，普通的信号发生器已无法满足目前日益发展的数字技术领域科研和教学的需要信号发生器既可以构成独立的信号源，也可以是高性能网络分析仪、频谱仪及其它自动测试设备的组成部分。
信号发生器的关键技术是多种高性能仪器的支撑技术，因为它能够提供高质量的精密信号源及扫频源，可使相应系统的检测过程大大简化，降低检测费用并极大地提高检测精度。
美国安捷伦生产的33250A 型函数/任意波形发生器可以产生稳定、精确和低失真的任意波形，其输出频率范围为1μHz～80MHz，而输出幅度为10mVpp～10Vpp；该公司生产的8648D射频信号发生器的频率覆盖范围更可高达9kHz～4GHz。
国产SG1060数字合成信号发生器能双通道同时输出高分辨率、高精度、高可靠性的各种波形，频率覆盖范围为1μHz～60MHz；国产S1000型数字合成扫频信号发生器通过采用新技术、新器件实现高精度、宽频带的扫频源，同时应用DDS和锁相技术，使频率范围从1MHz～1024MHz能精确地分辨到100Hz，它既是一台高精度的扫频源，同时也是一台高精度的标准信号发生器。
还有很多其它类型的信号发生器，他们各有各的优点，但是信号发生器总的趋势将向着宽频率覆盖、高频率精度、多功能、多用途、自动化和智能化方向发展。
1.2选题目的及意义信号发生器是一种经常使用的设备，由纯粹物理器件构成的传统的设计方法存在许多弊端，如：体积较大、重量较沉、移动不够方便、信号失真较大、波形种类过于单一、波形形状调节过于死板，无法满足用户对精度、便携性、稳定性等的要求，研究设计出一种具有频率稳定、准确、波形质量好、输出频率范围宽、便携性好等特点的波形发生器具有较好的市场前景，以满足军事和民用领域对信号源的要求。
波形发生器设计方案
波形发生器设计方案一、引言波形发生器是一种电子设备，用于产生具有特定频率、振幅和形状的电信号。
它在各种应用中广泛使用，例如科学实验、医疗设备和通信系统等。
本文将介绍一种波形发生器的设计方案。
二、设计原理波形发生器的设计原理是基于振荡电路。
振荡电路是一种能够稳定产生周期性信号的电路，通常采用反馈路径来实现。
在波形发生器中，我们将采用RC振荡电路作为基础。
三、设计步骤1. 选择合适的电路元件我们需要选择合适的电容和电阻来构建RC振荡电路。
根据所需的频率范围和精度要求，选取合适的元件。
2. 计算元件数值根据振荡电路的设计公式，计算所需的电容和电阻数值。
确保电容和电阻的数值可获得并满足设计需求。
3. 组装电路根据所选的电路元件和计算得到的数值，组装RC振荡电路。
确保元件的正确连接，并注意防止干扰和噪音。
4. 调试和优化连接电源后，使用示波器监测输出信号。
如果波形不满足设计要求，可以调整电容或电阻的数值进行优化。
四、特性和功能该波形发生器设计方案具有以下特性和功能：1. 频率可调性：通过调整电容或电阻的数值，可以实现不同频率的输出信号。
2. 波形形状可变性：根据实际需求，可以调整电路参数以产生正弦波、方波、矩形波等不同形状的输出信号。
3. 稳定性和精度：经过调试和优化后，该波形发生器能够稳定输出准确的波形信号。
五、应用领域本设计方案的波形发生器可应用于以下领域：1. 科学实验：在物理、化学等实验中，需要产生特定频率和形状的信号，用于测试和研究。
2. 医疗设备：在医疗设备中，波形发生器常用于心电图机、超声设备等，用于诊断和治疗。
3. 通信系统：在通信系统中，波形发生器被用于产生调制信号和时钟信号等，保证通信的稳定和可靠。
六、总结波形发生器是一种重要的电子设备，在多个领域中发挥着重要作用。
本文介绍了一种基于RC振荡电路的波形发生器设计方案，通过选择合适的元件、计算数值、组装电路和调试优化等步骤，可以实现频率可调、波形形状可变的输出信号。
一种低噪声参考信号发生器和信号生成方法[发明专利]
![一种低噪声参考信号发生器和信号生成方法[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/ee6f18b8804d2b160a4ec02a.png)
专利名称：一种低噪声参考信号发生器和信号生成方法专利类型：发明专利
发明人：刘亮,樊晓腾,刘青松,何攀峰,范吉伟,徐明哲
申请号：CN201310469473.1
申请日：20130925
公开号：CN103501174A
公开日：
20140108
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明提出了一种低噪声参考信号发生器和信号生成方法，包括：10MHz恒温晶体振荡器、低噪声倍频电路、双平衡二极管鉴相器、积分低通滤波电路和100MHz恒温晶体振荡器。
本发明的低噪声参考信号发生器产生的100MHz参考信号具有极低的近端从1Hz开始的相位噪声，并通过校准具有非常准的频率准确度和极低的老化率。
申请人：中国电子科技集团公司第四十一研究所
地址：266555 山东省青岛市经济技术开发区香江路98号
国籍：CN
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fdc2214 工作原理
fdc2214 工作原理FDC2214 工作原理。
FDC2214 是一种高精度电容测量芯片，它可以用于测量微小的电容变化，从而实现接近无损耦合的非接触式测量。
在本文中，我们将深入探讨 FDC2214 的工作原理，以及它在各种应用中的作用。
FDC2214 的工作原理基于电容传感器的原理。
电容传感器是一种利用电容变化来检测物体位置、形状或者材料的传感器。
在 FDC2214 中，它利用了电容传感器的原理来测量微小的电容变化。
具体来说，FDC2214 通过一种称为差分电容测量的技术来实现高精度的电容测量。
差分电容测量是一种通过比较两个电容的差异来测量微小电容变化的技术。
在FDC2214 中，它利用了两个电容传感器来实现差分电容测量。
这两个电容传感器分别与 FDC2214 芯片相连，当目标物体靠近或者远离电容传感器时，它们的电容会发生微小的变化。
FDC2214 通过测量这种微小的电容变化来实现非接触式的测量。
FDC2214 的工作原理可以分为以下几个步骤：1. 激励信号发生器产生高频交流信号，这个信号被送入电容传感器。
2. 当目标物体靠近或者远离电容传感器时，它们的电容会发生微小的变化，这种变化会影响到激励信号。
3. FDC2214 通过比较激励信号和反馈信号的差异来测量电容的变化。
4. FDC2214 将测量到的电容变化转换成数字信号，并输出给微处理器或者其他控制器。
通过这种方式，FDC2214 可以实现高精度的非接触式电容测量。
它可以被广泛应用于工业自动化、医疗设备、消费电子等领域。
例如，它可以用于测量液体水平、检测金属或者非金属材料的位置、形状等。
由于其高精度和非接触式的特点，FDC2214 在这些领域中具有重要的作用。
除了差分电容测量技术，FDC2214 还具有其他一些特点，如低功耗、高抗干扰能力、数字接口等。
这些特点使得FDC2214 在实际应用中更加灵活和可靠。
例如，它可以与微处理器或者其他控制器进行数字通信，从而实现更加智能化的应用。
SIGLENT SDG7000A 系列双通道任意波形发生器数据手册说明书
数据手册CN01B产品综述SDG7000A 系列双通道任意波形发生器，最大带宽1 GHz，具备5 GSa/s数-模采样率和14-bit 垂直分辨率，能够产生最高2.5 GSa/s采样率的逐点任意波和最大500 MSymbol/s的矢量信号，同时还具备连续波、脉冲信号、噪声、PRBS码型和16-bit数字总线等多种信号生成的能力，并提供调制、扫频、脉冲串和双通道复制、相加、互相调制等复杂信号的生成能力，是一款高端多功能波形发生器。
其输出支持差分/单端切换，最大可提供±24 V的输出范围，并且在高频输出下仍然能保证较大的幅度，可在一定应用范围内节省外接功放，满足更广泛的需求。
特性与优点⏹双通道差分/单端模拟输出，16-bit LVDS/LVTTL数字总线输出⏹ 5 GSa/s数-模转换器采样率，14-bit垂直分辨率⏹最高输出频率1 GHz⏹可输出0.01 Sa/s ~ 2.5 GSa/s采样率的逐点任意波，最大存储深度512 Mpts，提供分段编辑和播放的功能⏹可输出最高500 MSymbol/s符号率的矢量信号⏹可输出最小脉宽1 ns，最小沿500 ps的低抖动脉冲，上升/下降沿独立精细可调，脉宽精细可调⏹可输出1 mHz ~ 1 GHz带宽的高斯噪声⏹可输出最高312.5 Mbps的PRBS码型⏹数字总线可输出最高1 Gbps的数字信号⏹提供多种模拟/数字调制，提供扫频和脉冲串功能⏹增强的双通道操作功能：通道间跟踪、耦合和复制功能；双通道叠加功能；支持通道间互为调制源⏹24 Vpp模拟输出能力叠加±12 V直流偏置，最大可提供±24V（48 V）的输出范围⏹硬件频率计功能⏹5英寸电容式触摸显示屏，分辨率800x480；支持外接鼠标和键盘操作；内建的WebServer 支持通过网页控制仪器⏹丰富的接口：USB Host、USB Device (USBTMC)、LAN（VXI-11/Telnet/Socket）、外调制/频率计输入、参考时钟输入、参考时钟输出、Marker输出、Trigger In/Out等⏹支持SCPI 远程控制命令，良好适配各种自动化集成测试系统SDG7000A任意波形发生器数据手册型号和主要参数SDG7000A任意波形发生器数据手册设计特色多功能信号发生器SDG7000A是一款集多种信号发生器功能于一体的产品。
任意波形发生器生成复杂的调制信号 (Keysight 33500B 系列 Trueform)
是德科技利用低成本任意波形发生器生成复杂的调制信号Keysight Trueform 体系结构适用于无线通信应用白皮书摘要本白皮书旨在为您介绍如何利用Keysight 33500B 系列True form 波形发生器生成复杂的调制信号。
Keysight 33500B 系列True form 波形发生器专为产生复杂基带 IQ 数字通信信号提供更加经济高效的解决方案。
本白皮书讲解了Keysight 33500B 系列True form 波形发生器如何生成当今复杂的数字无线协议，例如 W-CDMA、DVB 和OFDM。
简介数字调制信号几乎遍布在每一个有线网络和光纤网络。
如今，大多数无线服务都在使用复杂的载波调制方案。
调制技术和元器件的持续改进以及纠错码的进步，促使信道容量更加接近香农定理设定的基础极限。
随着新型传输方法的兴起，例如MIMO (多路输入多路输出)，以及高度灵活的多址接入方案在时域、频域和码域中的实施，信道的容量和效率得到了显著改善。
此外，越来越多的低价位产品和服务采用多项无线技术，以确保正常工作。
在产品或服务的所有阶段，包括基础技术研究、设备制造、网络部署，都需要进行大量测试，以实现这种程度的复杂性和互操作性。
因此，测试设备的灵活程度是应对上述需求的关键。
测试设备的总体成本也很重要，以确保全体工程师在整个产品周期内都能使用测试设备。
通常，无线应用测试设备都是按照特定应用开发的，如果采用新的调制技术或调制信号的带宽等，用户都需要购买新设备或进行昂贵的设备升级。
无线设计人员使用的主要分析工具是矢量信号分析仪(VSA)。
该设备能够测量信号的频谱及其随时间的变化，同时保留完整的幅度和相位信息。
而最合适的激励设备是矢量信号发生器(VSG)。
该设备能够生成一个或多个载波，并实时控制载波幅度和相位随时间的变化。
除了部分测试仅在射频载波频率上执行，其余大部分测试都是在中低频或基带范围内执行。
绝大多数的矢量信号发生器都是采用任意波形发生器 (AWG) 结合模拟正交 (I/Q) 调制器实现的。
基于PCI+DSS技术的任意波形发生器的设计
基于PCI+DSS技术的任意波形发生器的设计
冯淞
【期刊名称】《信息通信》
【年(卷),期】2016(000)002
【摘要】助虚拟仪器设计思想，采用DDS（直接数字合成技术）技术，将需要产生的波形进行采样，并把采样值数字化后存入存储器作为查找表，然后通过查表方法将数据读出，经过高速DA 转换器转换成模拟量，从而把存入的波形重新合成出来。
借助系统对应的驱动程序，用户可以编程生成自己期望的波形信号，可以方便地通过上位机软件设置生成信号的频率和幅值，应用灵活方便。
【总页数】2页(P41-42)
【作者】冯淞
【作者单位】海军航空装备计量监修中心，上海200436
【正文语种】中文
【中图分类】TM935
【相关文献】
1.基于DSP技术的任意波形发生器的设计与实现 [J], 郎晓杰;崔涛;刘刚
2.基于FPGA和DDS技术的任意波形发生器设计 [J], 曾菊容
3.基于DDS技术的任意波形发生器的设计 [J], 温敬峰
4.基于虚拟仪器技术的任意波形发生器的设计与实现 [J], 赵连娟;韩硕
5.基于PSoC和DDS技术的任意波形发生器设计 [J], 张洪涛
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BQ25713 BQ25713B 具有系统功率监测器和处理器热量监测器的 I2C 窄 VDC 降压
BQ25713/BQ25713B 具有系统功率监测器和处理器热量监测器的 I2C 窄 VDC 降压/升压电池充电控制器1 特性•与 BQ25703A 引脚对引脚和软件兼容•从各种输入源为 1 至 4 节电池充电–3.5V 至 24V 输入工作电压–支持 USB 2.0、USB 3.0、USB 3.1 (Type-C) 和USB 电力输送 (USB-PD) 输入电流设置–可在降压、降压/升压和升压操作之间进无缝转换–提供输入电流和电压调节（IDPM 和 VDPM）以防电源过载•用于 CPU 节流的功率/电流监控器–综合 PROCHOT 设置，符合 IMVP8/IMVP9 要求–输入和电池电流监控器–系统功率监控器，符合 IMVP8/IMVP9 要求•窄电压 DC (NVDC) 电源路径管理–即使没有电池或电池已深度放电亦可瞬时启动–适配器满载时，电池可为系统补充电量–电池 MOSFET 可在补电模式下实现理想二极管运行•通过电池给 USB 端口加电 (USB OTG)–具有 8mV 分辨率的 3V 至 20.8V VOTG–输出电流限值最高为 6.4A，且具有 50mA 分辨率•TI 获得专利的直通模式 (PTM)，可提高系统功效并实现电池快速充电•当系统仅通过电池供电时，Vmin 有源保护 (VAP) 模式将会在系统峰值功率尖峰期间通过输入电容器为电池补电。
•输入电流优化器 (ICO) 可获取最大输入功率•用于 2.2µH 至 1.0µH 电感器的 800kHz 或 1.2MHz 可编程开关频率•可通过主机控制接口实现灵活系统配置–I2C 端口优化系统性能与状态报告–硬件引脚可用于设置输入电流限制，无需 EC 控制•集成型 ADC 可监控电压、电流和功率•高精度调节和监控–±0.5% 充电电压调节–±2% 输入/充电电流调节–±2% 输入/充电电流监测–±4% 功率监控器•安全–热关断–输入、系统和电池过压保护•安全相关认证：–经 IEC 62368-1 CB 认证•低电池静态电流•封装：32 引脚 4×4 WQFN2 应用•无人机、蓝牙扬声器、IP 摄像头、可拆卸电脑、平板电脑和移动电源•工业和医疗设备•带可充电电池的便携式设备3 说明此器件是一款同步 NVDC 降压/升压电池充电控制器，可为空间受限的 1-4 芯串联电池充电应用提供元件数很少的高效解决方案。
Agilent超宽带技术测试解决方案
Agilent超宽带技术测试解决方案一 UWB概述UWB（Ultra Wideband，超宽带）技术是一种短距离高速互联技术，起始于19世纪60年代，与传统通信技术不同，初期UWB不采用载波，而是通过纳秒至微微秒级的窄脉冲传输数据。
UWB技术工作在3.1GHz至10.6GHz频段，被分为14个频段，各频段宽528MHz，可见其带宽远宽于4G通信。
由于UWB有可能在某些频段与其它通信系统共存，因此对其频谱限制极严，其频谱类似于噪声，当存在UWB信号时，看上去像底噪略有提高。
图一 UWB频段图二 UWB频谱模版随着UWB技术的发展，UWB技术被分为两个阵营，分别是以Freescale为代表的UWB 论坛以及以Intel为代表的WiMedia联盟，而之前的标准制订组织IEEE 802.15.3a组织也已解散。
前者主推DS-UWB（直接序列超宽带），DS-UWB起步较早，主要应用在雷达和无线影像传输领域。
DS-UWB类似于802.11b DSSS（直接序列扩频），虽然是脉冲格式信号，但可以认为DS-UWB信号是超快速的BPSK或QPSK信号，其速率达28Mbps至1.32Gbps。
图三 DS-UWBWiMedia联盟主推MB-OFDM（多频段正交频分复用），发展较迅猛，目前在消费电子和PC领域具有优势，主要应用于无线USB领域，推出了Certified Wireless USB。
UWB以其低功耗、高速率的特点在无线个域网（WPAN）具有一定的优势，被认为是Bluetooth技术的替代。
MB-OFDM采用了OFDM技术，528MHz带宽信号由128个子载波组成，其中100个用于传输数据，12个子载波用于做导频，10个子载波起保护间隔作用，6个子载波不传输数据。
此外，MB-OFDM还采用了跳频技术，其跳频格式由TFC（Timing Frequency code）决定，有1-7种TFC。
MB-OFDM速率达53.3Mbps至480Mbps。
如何用33522B 波形发生器和N9310A信号发生器解决数字调制问题
是德科技灵活的数字调制解决方案应用指南引言使用Keysight 33522B 双通道波形发生器和N9310A 射频信号发生器随着技术的快速发展，GFSK 等简单的数字调制信号在智能电网、近场通信(NFC)和许多电子消费产品中得到了广泛应用。
在研发或生产过程中，通常需要产生适合的数字调制信号来测试射频接收机的性能指标是否合格。
正如本应用指南的介绍，Keysight 33522B 双通道波形发生器和N9310A 射频信号发生器提供了一个低成本的解决方案，可以替代价格昂贵的矢量信号发生器。
本文将以GFSK 信号的生成为例，展示该解决方案卓尔不凡的简易性和灵活性。
生成GFSK 信号的准备本部分概括介绍了使用此低成本解决方案生成GFSK 信号所必需的软件和设备。
‾波形编辑软件用于编辑Keysight 33522B 波形发生器所使用的基带波形，以及设置33522B 的参数，如采样率和输出电平。
GFSK IQ Baseband Builder软件可从是德科技网站免费下载。
它是在MATLAB 8.0.0.783 版本(R2012b) 平台上开发完成，能够支持用户创建GFSK 基带波形。
它包含两个文件，您可以在MATLAB 环境中使用这两个文件:‾GFSK_N9310A_33522B_IQ.m―主要用于生成基带波形数据并将其下载到33522B 波形发生器。
‾Data.m―用于定制I/Q 基带信号‾一台Keysight 33522B 波形发生器这是一款 30 MHz 双通道波形发生器，采用独家的 Trueform 信号生成技术。
一旦波形数据从 GFSK IQBaseband Builder 发送到 33522B，33522B 就会根据这些数据生成适用于射频信号发生器的 I/Q 信号。
33522B 包含16 M 存储器和I/Q 基带信号播放器(选件MEM 和选件IQP)。
‾一台Keysight N9310A 射频信号发生器这是一款标配9 kHz 至3 GHz 频率范围以及模拟调制的通用射频信号发生器，其中还包含20 MHz 带宽I/Q 调制器(选件001)，因此能够利用外部I/Q 基带信号生成数字调制信号。
采用基于SMC的任意波形发生器生成IQ信号的优势)
采用基于SMC的任意波形发生器生成I/Q信号的优势0 评级 | 0.00 out of 5阅读语言打印 | PDF概览数字通信系统如今已经在生活中得到了广泛的应用。
它们在的能源消耗、频谱效率、质量和成本等方面具有明显的优势如此明显，以至于因此整个模拟电视的基础设施都要正在被更换成数字通信的方法了式。
在快速发展的蜂窝通信市场中，数字系统大约在十年前就已经取代了模拟系统，并已经从频分多路复用(FDMA)和时分多路复用(TDMA)系统发展成为GSM和CDMA系统。
因为大量的数字通信系统构架采用直角坐标系下的I/Q信号(即同相信号和正交信号)来描述数据符号，所以工程师们必须能够生成准确的基带I/Q信号以进行研究、设计和生产测试。
在研究中，灵活的I/Q发生系统是快速原型化并评估新型调制方法和收发装置性能的关键。
在新产品设计中，I/Q信号将测试大量I/Q调制器/解调器的物理层参数，如相位和幅度平衡、直流偏置、输入压缩点。
生产中也会测试这些参数，以确保增益误差和相位误差最小。
增益和相位这两个参数对于降低误差的向量幅度和正确传输数据来说是至关重要的。
任意波形发生器——如NI 5421, 以NI的同步和内存核(Synchronization and Memory Core，SMC)架构为基础，在生成用于数字通信系统设计和测试的基带I/Q 信号方面，具有多个好处。
特别地，尤其是NI 5421发生器具备以下特点：∙多模块同步，来独立控制相位、幅度以及I-、I+、Q-、Q+信号的偏置∙2倍、4倍或8倍的数据插值，可获得最高400 MS/s的有效采样速率∙采用PCI总线快速下载测试波形，提高了测试吞吐率∙大的板载波形内存，用于播放长时间信号目录1.最灵活的同步功能2.使用射频变压器生成差分信号3.用于改善频谱纯度的数据插值4.采用PCI/PXI减少波形下载时间5.大容量存储器用于生成长时间信号6.创建I和Q数据7.总结最灵活的同步功能一般的I/Q应用除了要求最小失真和低抖动外，还要求能精确控制信号的幅度、相位和直流偏置。
agilent_33522A_30M信号发生器
内部或外部, 或 33522A 的任意一个通道 脉冲宽度的 0% 至 100%, 0.01% 分辨率
在您对开发的产品进行设计验证 时，已生成信号的保真度至关重要。 保真度越高，验证就越可靠，您对所 开发的产品满足各项严格标准的信心 就越大。33500 系列函数和任意波形 发生器能够保证它产生的任何信号的 抖动均小于40 ps — 超过现有的函数 和任意波形发生器 10 倍以上。它具有 同类产品中最高的 16 位分辨率、小于 0.04% 的总谐波失真、高达 250 MSa/s (16 位) 的采样率、可选的高稳定性时 基和任意波形存储器扩展能力。借助 这些性价比非常出色的新型信号发生 器产品系列，您能够获得无与伦比的 信号保真度。
Agilent 30 MHz 函数和 任意波形发生器
技术资料
33521A 单通道函数和任意波形发生器 33522A 双通道函数和任意波形发生器
在同类产品中具有最低的 抖动和总谐波失真以及真正 的逐点生成任意波形能力， 可预防混叠 (alias-protected) 并提供出色的精度
实现更出色的精度和灵活性
通道输出、同步和调制输入的连接器外壳连接在一起, 但与仪器的机箱隔离。隔离连接器 外壳的最大允许电压是 ±42Vpk
50 Ω 用户可为每个通道选择一种设置 用户可定义的 V 最大值和 V 最小值限制 当出现过载时, 输出自动关闭 仪器将容忍不定期的接地短路 Cardiac、指数下降、指数上升、高斯脉冲、Haversine、Lorentz、D-Lorentz、负斜波、sinc
正弦波、方波、斜波、脉冲、三角波、高斯噪声、伪随机二进制序列 (PRBS)、直流 心率波、指数下降、指数上升、高斯脉冲、Haversine、Lorentz、D-Lorentz、负斜波、sinc 高达 1 M 点 (使用选件 002 可达到 16 M 点), 具有多段波形序列
DDS波形发生器电路原理及功能
DDS波形发生器电路原理及功能DDS（Direct Digital Synthesis，直接数字综合）波形发生器是一种用于产生各种波形信号的电路，采用数字信号直接合成器的方式实现。
它通过对数字信号进行相位、频率和幅度的处理，可以产生几乎任何形状的波形信号，包括正弦波、方波、锯齿波、三角波等。
DDS波形发生器广泛应用于信号发生、音频处理、测试测量等领域。
DDS波形发生器电路的原理主要基于数字信号处理技术，其关键部件包括振荡器、数字控制器和数字模拟转换器（DAC）。
振荡器用于产生高精度的时钟信号，数字控制器通过计算或指定相位、频率和幅度信息，生成数字信号，DAC将数字信号转换为模拟信号输出。
具体来说，DDS波形发生器电路主要包括以下几个部分：1.振荡器：振荡器采用高频稳定的晶振或DDS芯片产生时钟信号，通常采用32位或更高位的计数器进行频率分频，可以产生高精度的时钟信号供数字控制器使用。
2.数字控制器：数字控制器是DDS波形发生器的核心部件，负责根据用户指定的频率、相位和幅度信息生成数字信号。
通常采用FPGA或DSP 芯片实现，具有高速运算和灵活性的优点。
3.相位累加器：相位累加器用于对输入的频率信息进行相位积累，通过不断累加相位增量，实现信号相位的连续变化。
相位累加器通常采用二进制计数器或累加寄存器实现。
4.波形表：波形表是存储各种波形信号样本值的存储器，用于生成不同形状的波形信号。
用户可以事先定义好波形表中的样本值，数字控制器根据需要读取波形表中的数据进行波形合成。
5.数字模拟转换器（DAC）：DAC将数字信号转换为模拟信号输出，通常采用高速、高分辨率的DAC芯片实现。
DAC的性能直接影响波形发生器的输出质量，包括信号失真、波形精度和动态范围等参数。
以上是DDS波形发生器电路的基本原理及主要部件，其工作流程如下：1.用户指定频率、相位和幅度信息，输入到数字控制器中。
2.数字控制器根据用户输入的信息计算相位增量，并将相位信息与波形表中的样本值相结合，生成数字信号。
Tektronix AWG500DB系列任意波形发生器 说明书
失真特点
谐波失真
正常: ≤ -40 dBc 直接: ≤ -49 dBc
正常: ≤ -46 dBc 直接: ≤ -55 dBc
非谐波杂散信号
≤ -60 dBc (DC - 600 MHz)
≤ -60 dBc (DC - 300 MHz)
无杂散动态范围
1.2 Gsample/sec 时钟, 幅度: 1 Vpp,
幅度
范围
正常: 20 mV - 4.5 V peak-to-peak 直接: 20 mV - 0.6 V peak-to-peak
分辨率
1 mV
精度
偏置 = 0 V 时± (2.0% 的幅度 ± 2 mV)
偏置
范围
正常: -2.25 V 到 + 2.25 V 直接: N/A
分辨率
1 mV
精度
最小幅度时± (2% 的偏置 ± 10 mV)
任意波形输出
数模转换器
分辨率
14 位
输出数量
4ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
2
4
2
输出类型
差分
输出阻抗
50 欧姆
输出连接器类型
BNC (前面板)
采样率
10 M - 1.2 Gsample/sec
10 M - 600 Msample/sec
频率特点
有效 RF 频率(Fmax)
Fmax 是指“有效带宽(-6 dB)”或“最大采样率 / 每个周期 2.5 点”中较低者
64 dBc (直接: 10 MHz, 600 MS/s, 0.6 Vpp)
64 dBc (直接: 10 MHz, 600 MS/s, 0.6 Vpp)
80 dBc (直接: 1 MHz, 600 MS/s, 0.6 Vpp)
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采用基于SMC的任意波形发生器生成I/Q信号的优势0 评级 | 0.00 out of 5阅读语言打印 | PDF概览数字通信系统如今已经在生活中得到了广泛的应用。
它们在的能源消耗、频谱效率、质量和成本等方面具有明显的优势如此明显，以至于因此整个模拟电视的基础设施都要正在被更换成数字通信的方法了式。
在快速发展的蜂窝通信市场中，数字系统大约在十年前就已经取代了模拟系统，并已经从频分多路复用(FDMA)和时分多路复用(TDMA)系统发展成为GSM和CDMA系统。
因为大量的数字通信系统构架采用直角坐标系下的I/Q信号(即同相信号和正交信号)来描述数据符号，所以工程师们必须能够生成准确的基带I/Q信号以进行研究、设计和生产测试。
在研究中，灵活的I/Q发生系统是快速原型化并评估新型调制方法和收发装置性能的关键。
在新产品设计中，I/Q信号将测试大量I/Q调制器/解调器的物理层参数，如相位和幅度平衡、直流偏置、输入压缩点。
生产中也会测试这些参数，以确保增益误差和相位误差最小。
增益和相位这两个参数对于降低误差的向量幅度和正确传输数据来说是至关重要的。
任意波形发生器——如NI 5421, 以NI的同步和内存核(Synchronization and Memory Core，SMC)架构为基础，在生成用于数字通信系统设计和测试的基带I/Q 信号方面，具有多个好处。
特别地，尤其是NI 5421发生器具备以下特点：∙多模块同步，来独立控制相位、幅度以及I-、I+、Q-、Q+信号的偏置∙2倍、4倍或8倍的数据插值，可获得最高400 MS/s的有效采样速率∙采用PCI总线快速下载测试波形，提高了测试吞吐率∙大的板载波形内存，用于播放长时间信号目录1.最灵活的同步功能2.使用射频变压器生成差分信号3.用于改善频谱纯度的数据插值4.采用PCI/PXI减少波形下载时间5.大容量存储器用于生成长时间信号6.创建I和Q数据7.总结最灵活的同步功能一般的I/Q应用除了要求最小失真和低抖动外，还要求能精确控制信号的幅度、相位和直流偏置。
幅度、相位、偏置这三个参数的值在调制器测试中经常改变。
调制器/解调器的输入电路一般是差分电路，包括I-、I+和Q-、Q+信号。
尽管可以通过一台AWG(任意信号发生器)和变压器来生成一个差分信号，但是这里却必须生成四个相互独立的差分信号，来充分测试电路设计，并明确地控制三组差分信号对(I-与I+、Q-与Q+、I/Q信号对)中的相位、幅度和偏置这三个参数。
传统的I/Q发生器无法在一组差分对中调整参数，而只有通过同步多个独立的AWG 才能实现这种灵活性。
但是，如果要同步多个不同的AWG以生成差分信号，通道和通道间的偏移和抖动将会使差分信号失真，因此必须对它们进行衰减。
合适的同步要求具备精准的采样时钟偏移控制、触发传递和偏移控制、低抖动参考时钟。
这种同步在传统的基于GPIB的AWG中通常难以实现或者无法实现，而必须辅助以一些外部电缆和参考时钟，即使这样，结果可能还是有问题的。
PXI 平台中内建的触发线和10MHz的参考振荡器，使得仪器间可靠同步更容易实现。
另外，NI的T-Clock同步方法(已提出专利申请)提供了一种调整采样时钟偏移的方法，调整步长为20ps左右，以消除触发偏移的影响。
T-Clock多模块同步因为NI 5421设备建立在SMC架构上，所以能够提供精准的T-Clock同步(请见NI同步和存储核：一种现代的混合信号测试架构)。
T-Clock中，时钟触发信号的收发速度要远低于AWG的采样时钟速度。
为了生成这种时钟信号(称为T-Clk)，每台设备上的采样时钟都被分别降到低于10MHz的频率上。
采用时间数字转换器(TDC)来测量T-Clk相对于10 MHz PXI参考时钟的偏移量，从而自动对齐每台设备上的T-Clk信号。
要发送一个开始触发信号，主AWG发出一个与T-Clk下降沿同步的触发线脉冲信号。
所有的接收端AWG(包括主AWG自身)接收触发脉冲，并在下一个T-Clk的上升沿开始生成信号。
因为T-Clk的周期等于或大于100ns，所以在下一个上升沿到来之前，有足够的时间将触发脉冲传送到所有设备上，从而确保所有的发生器在同一个时刻开始。
这种方法使得通道间的偏移量≤500ps。
要获得更低的偏移，可以将AWG的输出连接到一台多通道、高带宽的示波器上，相位测量的结果比板载TDC更准确。
最简单的相位测量方法是通过配置AWG来生成正弦波或方波，然后在电压过零点处检验相差。
接着，将测量结果输入到NI的T-Clock软件中，覆盖TDC的测量结果。
采用外部示波器的测量结果，偏移可以降低到10到20ps。
图1显示了两个同步的PXI-5421模块的输出，在手动调整了采样时钟延时后，生成10MHz的正弦波。
该图显示，偏移几乎在10ps到20ps之间。
在10MHz频率上，10ps的偏移量相当于0.036度的相位——小于大多数的I/Q应用所要求的0.1度。
使用采样时钟的延时调整值，若调整步长小于20ps，则偏移最多只改变±1个采样时钟周期。
如果需要更大的相位调整，那么对于正相位，可以将采样从某个波形的起点移到终点；对于负相位，可以将采样从某个波形的终点移到起点。
这种控制方法比较粗糙，但是采样时钟延时调整则提供了比较精细的控制。
[+] 放大图片图1. 两个PXI-5421模块生成10MHz的频率，其通道间的偏移小于20psPXI-5421中由模拟设备AD9852 DDS(直接数字频率合成)芯片所提供的高分辨率时钟模式，可以大幅度提高采样时钟延时调整中不到20ps的分辨率。
AD9852中有一个14-bit的可编程相位偏置寄存器，能以(采样时钟周期/16384)秒的步长来调整采样时钟的相位。
例如，如果采样时钟频率是100 MS/s，则可以以610fs(飞秒)的步长来调整相位。
但是，采用高分辨率时钟时(假定此时PXI-5421系统的抖动为4ps左右)，这种精准的相位控制只能通过大量输出波形周期上的所测得相位的直方图来观察。
这是因为DDS时钟发生中固有的时钟抖动值更大，所以限制了高分辨率时钟的使用。
这种抖动导致了I/Q信号相位噪声的增加。
在载波频率±10kHz位置上，分频时钟模式的相位噪声为-137 dBc/Hz；所以，为了尽量实现最优性能的相位噪声，不妨使用这种分频时钟模式。
高分辨率时钟不仅提供了精准的相位偏置控制，而且提供了1.06 µHz的采样时钟频率调整分辨率，这是获得合适的数字通信系统芯片速率的前提。
例如，WCDMA 和CDMA2000的芯片/符号速率分别是3.84MHz和1.2288MHz。
通常，这些信号的每个符号采用4个采样值，所以采样率分别为15.36MHz和4.9125MHz。
PXI-5421的高频分辨率可以为波形生成合适的采样率，并且在接收端压力测试中，准确改变回放频率以测试接收端的频率灵敏性。
因为差分信号是由两个独立的AWG生成的，所以通道间的抖动是失真的主要原因，因此抖动应当越低越好。
为了测量这种抖动，我们将两台生成10MHz方波信号的AWG连接到Tektronix CSA8000的通信信号分析仪上。
其中一个方波信号从外部触发信号分析仪，另外一个则连接到CH 0通道上。
图2中显示了过零点处的抖动直方图。
抖动的均方根值为2.954ps，而且95.7%的数据处于均值的±2σ范围内。
另外，该直方图呈高斯分布，意味着抖动可能来自于电子元件中的随机噪声过程。
[+] 放大图片图2. PXI-5421通道间的抖动是2.954ps。
除了T-Clock的同步性能非常好外，NI T-Clock的应用程序接口(API)还提供了一些便捷的函数，可以用于4台AWG的同步。
第一台虚拟仪器将所有设备锁相到PXI的10 MHz参考时钟上，并配置开始触发。
第二台虚拟仪器执行T-Clock对齐，使所有AWG的T-Clk信号同步。
接着，开始生成信号，直至信号发生结束才终止程序。
图3中给出了一个简单的例子。
[+] 放大图片图3. 四台虚拟仪器执行必要的工作以准确同步AWG。
还可以参考：NI同步和内存核：一种现代的混合信号测试结构使用射频变压器生成差分信号有些产品测试系统的差分I/Q信号对中并不需要独立的信号相位、幅度和直流偏置控制。
对这些应用来说，两台单通道的AWG加上一些外部的信号整形电路，就足以完成任务。
在这种配置下，可以对I和Q信号之间的相位、幅度和直流偏置进行控制，而不仅仅局限于I-、I+和Q-、Q+差分对之间。
所需的外部整形电路非常简单。
使用一台射频变压器，将单端AWG的输出转换成平衡的差分信号。
若采用中心抽头的变压器，还可以利用低成本的模拟输出模块在该平衡信号上加上一个直流偏置。
选择射频变压器时，一个重要的规范就是插入损耗，即从变压器的输入端到输出端的损耗功率的比例。
插入损耗随着输入频率的变化而变化，因此信号在预期带宽内将发生失真。
因此，必须选择一种在信号带宽上具有低插入损耗的变压器。
另外，要选择中心抽头的二次绕组变压器。
将中心抽头连接到模拟输出模块上(如NI PXI-6704的16-bit模拟输出模块)，可以在平衡信号上加一个直流偏置。
因为大多I/Q应用都需要±1.5 V的直流偏置，所以在PXI-6704的输出端使用一种电阻性的分压电路，降低其±10 V的输出电压，从而确保可以在较小的电压范围内实现满幅的16-bit幅度控制。
因为中心抽头的前后两段绕组很少相同，所以要在电路中加入一个旁路电容，将中心抽头连接到交流地，从而维持变压器的平衡。
完整的电路如图4所示。
[+] 放大图片图4. 利用中心抽头的射频变压器、分压电路和电容，采用单台AWG生成差分信号。
插入损耗和阻抗不匹配使得变压器输出端的信号幅度比AWG输出端的期望幅度要小。
如果插入损耗在预期频率范围内为一常量，则可以用一个电阻对其进行模型近似。
将该电阻加到变压器的输入阻抗上，在变压器输出端计算有效阻抗。
NI-FGEN驱动函数使用该值来调整NI 5421的输出电压，从而补偿变压器与NI 5421的50 Ω输出阻抗之间的阻抗不匹配。
用于改善频谱纯度的数据插值I/Q信号发生应用对信号发生器的频谱纯度提出较高的要求。
为了最小化数模转换信号重构时的镜像失真，NI 5421发生器采用数字滤波器和模拟滤波器的组合，对通带平坦性、相位线性性和镜像抑制进行优化。
DAC的采样频率最低必须是期望生成的模拟信号带宽的两倍。
尽管理论上采样频率fs 最低是信号带宽fo的两倍，但是输出信号中，|fo± nfs|上也会出现镜像成分，如图5所示。
这些镜像成分会降低信号的频谱纯度，因此必须采用低通滤波器滤除。