信号在PCB走线中传输时延
pcb走线时延估算方法.doc
信号在PCB走线中传输时延(上)来源：一博科技更新时间：2014-2-15摘要：信号在媒质中传播时,其传播速度受信号载体以及周围媒质属性决定。
在PCB（印刷电路板）中信号的传输速度就与板材DK（介电常数）,信号模式,信号线与信号线间耦合以及绕线方式等有关。
随着PCB走线信号速率越来越高,对时序要求较高的源同步信号的时序裕量越来越少,因此在PCB设计阶段准确知道PCB走线对信号时延的影响变的尤为重要。
本文基于仿真分析DK,串扰,过孔,蛇形绕线等因素对信号时延的影响。
关键词：传输时延, 有效介电常数,串扰DDR 奇偶模式1.引言信号要能正常工作都必须满足一定的时序要求,随着信号速率升高,数字信号的发展经历了从配合步时钟到源同步时钟以及串行（serdes）信号。
在当今的消费类电子,通信服务器等行业,源同步和串行信号占据了很大的比重。
串行信号比如常见PCIE,SAS,SATA,QPI,SFP+,XUAI,10GBASE-KR等信号,源同步信号比如DDR信号。
串行信号在发送端将数据信号和时钟（CLK）信号通过编码方式一起发送,在接收端通过时钟数据恢复（CDR）得到数据信号和时钟信号。
由于时钟数据在同一个通道传播,串行信号对和对之间在PCB上传输延时要求较低,主要依靠锁相环（PLL）和芯片的时钟数据恢复效用。
源同步时钟主要是DDR信号,在DDR设计中,DQ（数据）信号参考DQS（数据选通）信号,CMD（命令）信号和CTL（控制）信号参考CLK（时钟）信号,由于DQ的速率是CMD&CTL信号速率2倍,所以DQ信号和DQS信号之间的传输延时要求比CMD&CTL和CLK之间的要求更高。
目前市场上主流的为DDR1/ DDR2/ DDR3。
DDR4预计在2015年将成为消费类电子的主要设计,随着DDR信号速率的不断提高,在DDR4设计中特别是DQ和DQS之间传输时延对设计者提出更高的挑战。
在PCB设计的时候为了时序的要求需要对源同步信号做一些等长,一些设计工程师忽略了这个信号等长其实是一个时延等长,或者说是一个‘时间等长’。
信号在pcb板上的传输速度的计算方法
信号在PCB板上的传输速度的计算方法信号在PCB板上的传输速度的计算方法就传输线a点至b点，我们都必须计算讯号在电路板上的传导速度才行，但这又和许多系数息息相关，包括导体(通常为铜箔)的厚度与宽度，基板厚度与其材质的电介系数(Permittivity)。
尤其以基板的电介系数的影响最大，一般而言，传导速度与基板电介系数的平方根成反比。
以常见的FR-4而言，其电介系数随着频率而改变。
其中：公式:ε =4.97-0.257 log以Pentium II 的频率信号为例，其上升或下降缘速率典型值约在2V/ns，对2.5V的频率信号而言，从10%到90%的信号水平约需1ns 的时间。
依：公式:BW=0.35/可知频宽为350MHZ。
代入公式可知电介系数大约是4.57。
如果传导的是两片无穷大的导体所组成的完美传输线，那么传输的速度应为5.43 inch/ns。
但对电路板这种信号线(Trace)远比接地层要细长的情况，则可以用微条(Micro strip)或条线 (Strip line)的模型来估算。
对于走在外层的信号线，以微条的公式:inch/ns ，可得知其传输速度约为6.98 inch/ns。
对于走内层的信号线，以条线的公式:inch/ns，可得知其传输速度约为5.50 inch/ns。
除此之外，也不要忽视贯穿孔(Via)的影响。
一个贯穿孔会造成24 ps左右的延迟，举例而言，频率产生器到芯片A的频率线长为12 inch，并打了4个贯穿孔；到B为7 inch，没有贯穿孔，则两者之间的频率歪斜为(12-7)/6.98+(0.024X4)=0.81 ns。
文案编辑词条B 添加义项?文案，原指放书的桌子，后来指在桌子上写字的人。
现在指的是公司或企业中从事文字工作的职位，就是以文字来表现已经制定的创意策略。
文案它不同于设计师用画面或其他手段的表现手法，它是一个与广告创意先后相继的表现的过程、发展的过程、深化的过程，多存在于广告公司，企业宣传，新闻策划等。
高速PCB设计中的信号完整性和传输延时分析
第19卷 第2期 天 中 学 刊 Vol ．19 No ．22004年4月 Journal of Tianzhong Apr ．2004收稿日期：2004-02-10作者简介：冯志宇（1972− ），男，河南正阳人，电子科技大学电子工程学院信号与信息处理专业硕士研究生．高速PCB 设计中的信号完整性和传输延时分析冯志宇（电子科技大学，四川 成都 610054）摘 要：信号完整性问题及由传输延时引起的时序问题是高速PCB 设计中的主要问题，借助功能强大的Cadence/SpecctraQuest 仿真软件，对高速信号线进行布局布线前仿真，可以发现和解决这些问题，从而缩短设计周期．关键词：信号完整性；时序；仿真 随着IC 工艺的提高，驱动器的上升沿和下降沿越来越陡，由原来的十几ns 提高到几ns ，有的甚至达到几ps ，同时电子系统的时钟频率也在不断提高．对于低频电路设计而言，器件管脚间的逻辑连接可以看成是简单的线迹互联．但对频率超过50 MHz 的高频电路，互连关系必须按传输线考虑，由此产生的信号完整性问题及时序问题成为高速PCB 设计中的主要问题．借助功能强大的Cadence/SpecctraQuest 仿真软件对高速信号线进行布局布线前仿真，可以发现和解决这些问题，从而缩短设计周期．1 高速移动接入系统的信号完整性问题信号完整性（Signal Integrity ）简称SI ，是指信号在信号线上的传输质量，主要包括反射、振荡、地弹、串扰等性能参数．信号具有良好的信号完整性是指当在需要的时候，具有所必需达到的电压电平数值．信号完整性是由板级设计中多种因素共同决定的．图1所示是我们所设计的高速移动接入系统，其中虚线框中为该系统高速数据通路的中频和基带部分．A/D 部分通过采样、量化、编码将模拟中频信号转换成数字中频信号，然后利用DDC 部分对其进行混频（解调）、抽取、滤波，将中频带通信号混频成基带信号；DSP 模块负责完成基带信号的调制/解调、数据交织/解交织、数据编码/解码、数据纠错和检验、数据加密/解密、语音压缩/解压缩等；图1 高速移动接入系统框图DUC 和D/A 部分则是DDC 和A/D 部分的逆过程．该系统的中频部分既有频率较高的数字信号又有敏感度很高的模拟信号，基频部分DSP 与SDRAM 之间的数据交换速率高达100 Mb/s ，由此产生的信号完整性及时序问题十分突出．在高速PCB 设计中，信号完整性问题是系统能否正常工作的关键因素之一．因此，有必要在布线前利用仿真软件对该高速系统进行关键信号线的仿真．当信号完整性满足要求后就可以进行时序分析中图分类号：TN405.97文献标识码：A文章编号：1006－5261(2004)02－0018－04了，否则还需调整布局，重新仿真．图2、图3、图4分别是用Cadence/SpecctraQuest 仿真软件得到的该系统中SDRAM 的时钟（SDCLK ）、数据写和数据读信号的仿真波形，可以看出这3个典型信号都能够满足波形完整性的要求．2 高速移动接入系统中的时序关系2.1 系统时序分析对于异步时序电路，往往可以灵活地设置建立、选通和保持时间，以满足系统时序要求．而同步时序电路必须从设计上留有充足的建立和保持时间，才能保证系统正常工作．高速移动接入系统中，DSP 与SDRAM 互连的关键信号线有时钟线SDCLK 、数据线D 47∼16和地址线ADDR 23∼0．由于系统工作频率高达100 MHz ，故这些信号线的互连延时是不可忽略的，它对信号的建立和保持时间起着至关重要的作用．仿真应该着重解决这些线网的拓扑问题．布线延时与布线迹的阻抗及布线长度有关，高阻抗线迹能够减少信号的跳变时间．其他因素如驱动特性和负载特性也会影响布线延时．下面在考虑布线延时的基础上，推导DSP 与SDRAM 互连的高速信号线间的时序约束关系．二者间互连的高速信号线时序及延时关系如图5所示．其中，P Clock ，T 表示时钟周期，D Clock ，t 表示时钟布线延时，D(max)Data ，t 和D(min)Data ，t 分别表示数据传输的最长延时和最短延时，isu(DSP)t ，ih(DSP)t 和oh(DSP)t 分别表示DSP 的输入建立时间、输入保持时间和输出保持时间，isu(SDRAM)t ，ih(SDRAM)t 和oh(SDRAM)t 分别表示SDRAM 的输入建立时间、输入保持时间和输出保持时间．(a) SDCLK(out from DSP)，(b) SDCLK(into SDRAM)， (c) Data(out from SDRAM)，(d) Data(into DSP)， (e) Data(out from DSP)，(f) Data(into SDRAM)图5 高速信号线时序及延时关系读建立时间应满足 isu(DSP)ACC D(max)Data D Clock P Clock t t t t T ≥，，，−−−， (1) 读保持时间应满足 ih(DSP)(min)D Data D Clock oh(SDRAM)t t t t ≥，，++，(2)写建立时间应满足DDATO (max)D Data D Clock P Clock t t t T −−+，，，isu(SDRAM)t ≥，(3) 写保持时间应满足 ih(SDRAM)D Clock (min)D Data oh(DSP)t t t t ≥，，−+，(4)由(1)式，可得 (max)D Data isu(DSP)ACC D Clock P Clock ，，，≥t t t t T −−−， (5) 由(4)式，可得(min)D Data D Clock oh(DSP)ih(SDRAM)，，≤t t t t +−， (6)由(5)，(6)式，可得isu(DSP)ACC D Clock P Clock t t t T −−−，，D Clock oh(DSP)ih(SDRAM)，≥t t t +−，图2 时钟信号的仿真波形图3 数据写信号的仿真波形图4 数据读信号的仿真波形)a ()b ()c ()d ()e ()f (进而有+−2)(ACC P Clock D Clock t T t ，，≤2)(isu(DSP)oh(DSP)ih(SDRAM)t t t −+−．(7)由(2)，(3)式，可推导出 +−2)(oh(SDRAM)ih(DSP)D Clock t t t ≥，2)(P Clock isu(SDRAM)DDATO ，T t t −+，(8)由(7)，(8)式，可推导出+−−−++−2)(2)()ih(SDRAM ACC P Clock D Clock P Clock isu(SDRAM)DDATO oh(SDRAM)ih(DSP)t t T t T t t t t ，，，≤≤．2)(isu(DSP)oh(DSP)t t −(9)可见，时钟线迹的延时必须在一定范围内波动，才能满足DSP 与SDRAM 间数据交换的时序要求，不能太长也不能太短．较短的延时可以增加读建立时间，却缩短了读保持时间．另外，一旦时钟线迹的延时确定（即时钟走线确定），则数据线的延时必须同时满足读写的时序要求，才能保证正确的读写． 2.2 时序关系在本系统中的应用该系统设计中DSP 采用ADI 公司的ADSP21161芯片，SDRAM 采用MICRON 公司的MT48LC4M16B2-75芯片．DSP 与SDRAM 间的数据交换速率可达100 MHz b/s ，是PCB 设计关注的重点．为保证系统能正常、可靠和稳定地工作，必需进行布线前时序仿真．MT48LC4M16B2-75芯片和ADSP21161芯片的参数如下：ns 8.2isu(DSP)=t ，ns 0.3ih(DSP)=t ，ns 2.1oh(DSP)=t ，ns 5.1isu(SDRAM)=t ，ns 8.0ih(SDRAM)=t ，ns 2.2oh(SDRAM)=t ，ns 10P Clock =，t ，ns 3.7ACC =t ，ns 5.7DDATO =t ．将上述参数代入(9)式可得ns 8.0ns 0D Clock ≤≤，t ．根据实际布局情况取ns 5.0D Clock =，t ，则由不等式(1)∼(4)得ns 7.0ns 3.0D Data ≤≤，t ．任取D16-47中的一根数据线D35，分别取ns 7.0ns 5.0ns 3.0D Clock ，，，=t 做读写扫描仿真，结果如图6所示．其中(a)，(c)，(e)分别为ns 7.0ns 5.0ns 3.0D Clock ，，，=t 时数据线D35的读波形，(b)，(d)，(f)分别为ns 7.0ns 5.0ns 3.0D Clock ，，，=t 时数据线D35的写波形．可见在ns 7.0ns 3.0D Data <<，t 范围内数据的读写波形符合完整性要求．把ns 7.0ns 3.0D Data ≤≤，t 作为D40的布线拓扑规则加到Dd16-47进行规则驱动下的布线，布线后D16-47的延时见图7，由图7可知，ns 3282.0D(min)Data =，t ，ns 6090.0D(max)Data =，t ，能够满足ns 7.0ns 3.0D Data ≤≤，t 的要求．制板后用示波器观察到的数据线D35的读波形如图8所示． 图7 布线后数据线的传输延时分析图片图6 数据线D35的仿真波形(b)(a)(c)(d)(e)(f) 图8 制板后用示波器观察到的数据线D35的读波形信号完整性问题和由布线延时引起的时序问题，是高速系统板级实现需要着重解决的问题，利用Cadence/SpecctraQuest仿真软件进行板前和板后仿真，是解决这些问题的有效方法．参考文献： [1] 杨小牛，楼才义，徐建良．软件无线电原理与应用[M]．北京：电子工业出版社，2002．100∼159．[2] 曾峰，侯亚宁，曾凡雨．印制电路板（PCB）设计与制作[M]．北京：电子工业出版社，2002．85∼107．[3] Johnson H W．High-Speed Digital Design[M]．PrenticeHall PTR，1993．97∼121． 〔责任编辑 张继金〕 Analysis of Signal Integrity and Propagation Delayin High-Speed PCB DesignFENG Zhi-yu（University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu Sichuan 610054, China）Abstract: In the high-speed PCB design, the main problems are signal integrity and time sequence caused by propagation delay. We can find out and solve these problems, when simulating high speed signal line in virtue of Cadence/SpecctraQuest Before layout and routing trace which helps to shorten the design period.Key words: signal integrity; time sequence; simulation（上接第9页）Note to the Infinitude Calculation of InfinitesimalMA Ge, SONG Su-luo（Nanyang Institute of Technology, Nanyang Henan 473004, China）Abstract: By analyzing and discussing the sum sequence and product sequence of countable infinite infinitesimal sequence and the sequence of positive infinity power of infinitesimal sequence and positive infinitesimal sequence power of non-negative infinitesimal sequence, the understanding on infinitesimal are deepened.Key words: infinitesimal; infinite sum; infinite product; infinity power。
PCB中布线的传播延时公式
PCB中布线的传播延时公式PCB（Printed Circuit Board）布线的传播延时是指信号在PCB中传输过程中所需要的时间，通常用来评估信号传输的速度和稳定性。
传播延时公式可以通过电磁波在传输媒介中传播的速度、介质的特性以及布线的几何结构等因素来计算。
下面将介绍常用的几种传播延时公式。
1.基本公式：传播延时（τ）=路径长度（L）/传播速度（v）其中，路径长度是信号从发送端到接收端所需经过的PCB导线长度，传播速度是信号在PCB导线中传播的速度。
2.传输线公式：对于长导线的传输，需要考虑信号在导线中有反射和终止的现象。
在这种情况下，可以使用传输线的传播延时公式来计算。
传输线的传播延时（τ）= (L / v) * sqrt(εr)其中，L是导线的长度，v是信号在导线中的传播速度，εr是导线材料的相对介电常数。
3.微带线公式：微带线是常用的PCB布线结构，它包括有介质层和金属导线。
在微带线布线中，可以使用以下公式来计算传播延时：传播延时（τ）= L * sqrt(εeff) / c其中，L是微带线的长度，εeff是等效介电常数，c是光速。
4.矩形波导公式：对于更复杂的布线结构，如矩形波导，可以使用以下公式来计算传播延时：传播延时（τ）= L * sqrt(εr) / c其中，L是矩形波导的长度，εr是波导材料的相对介电常数，c是光速。
5.电缆传播延时公式：对于通过电缆进行信号传输的情况，可以使用电缆传播延时公式来计算：传播延时（τ）=L/v其中，L是电缆的长度，v是信号在电缆中的传播速度。
需要注意的是，以上公式只是一些常用的传播延时公式，实际的计算可能还需要考虑更多的因素，如传输线的损耗、交叉耦合等。
此外，布线的复杂性和实际情况也会影响传播延时的计算结果。
因此，在实际应用中，还需要根据具体情况进行综合考虑和调整。
详解PCB走线与信号完整性问题
详解PCB走线与信号完整性问题高速信号的PCB走线现在但凡打开SoC原厂的PCB Layout Guide，都会提及到高速信号的走线的拐角角度问题，都会说高速信号不要以直角走线，要以45度角走线，并且会说走圆弧会比45度拐角更好。
事实是不是这样？PCB走线角度该怎样设置，是走45度好还是走圆弧好？90度直角走线到底行不行？大家开始纠结于PCB走线的拐角角度，也就是近十几二十年的事情。
上世纪九十年代初，PC界的霸主Intel主导定制了PCI总线技术。
似乎从PCI接口开始，我们开始进入了一个“高速”系统设计的时代。
电子设计和芯片制造技术按照摩尔定律往前发展，由于IC制程的工艺不断提高，IC的晶体管开关速度也越来越快，各种总线的时钟频率也越来越快，信号完整性问题也在不断的引起大家的研究和重视。
早期PCB拉线菌应该还是比较单纯，把线路拉通、撸顺，整洁、美观即可，不用去关注各种信号完整性问题。
比如下图所示的HP经典的HP3456A万用表的电路板，大量的90°角走线，几乎是故意走的直角，绝大多数地方没有铺铜。
上面PCB板的右上角，不仅走直角不止，拐弯后，线宽还变小了，会造成信号反射问题，影响信号完整性。
本文跟大家探讨一下关于高频/高速信号的走线拐角角度问题。
我们从锐角到直角、钝角、圆弧一直到任意角度走线，看看各种走线拐角角度的优缺点。
为什么PCB不能以锐角走线？PCB能不能以锐角走线，答案是否定的。
先不管以锐角走线会不会对高速信号传输线造成负面影响，单从PCB DFM方面，就应该避免出现锐角走线的情形。
因为在PCB导线相交形成锐角处，会造成一种叫酸角“acid traps”的问题。
在PCB制板过程中，在PCB线路蚀刻环节，在“acid traps”处会造成PCB线路腐蚀过度，带来PCB线路虚断的问题。
虽然，我们可以借助CAM 350 进行DFF Audit自动检测出“acid traps”潜在问题，避免在PCB在制造产生时产生加工瓶颈。
信号时延介绍
阻抗值 (Ω) 50 50 50 100 100
参考平面层
L2、L7 L2&L4 L5&L7 L2、L7 L2&L4、 L5&L7
代入公式计算得，微带线中单端信号的传播速度大约是6.67in/ns，传播延迟大约为 0.150ns/in（0.150ps/mil）；差分信号的传播速度大约是6.70in/ns，传播延迟大约 为0.149ns/in（0.149ps/mil）。
11.8 / Br e r in / ns
信号时延介绍
下面是我司常用的一种八层板叠层结构：
信号时延介绍
该八层板叠层结构的走线要求：
层名
L1、L8层 L3层 L6层 L1、L8层 L3、L6层
类型
单端 单端 单端 差分 差分
线宽/间距(mil)
5.5 6.2 6.2 4.7/10.3/4.7 5.2/9.8/5.2
他对传播时间的估计是以nsin为单位传播延迟微带线br传播延迟带状线传播延迟其中w走线宽度milh走线和参考层之间的距离mil走线和其下方的参考层之间电路板材料的相对介电常数传播速度信号时延介绍信号时延介绍下面是我司常用的一种八层板叠层结构
信号时延介绍
信号时延介绍
传播速度 电信号在导线中或者空气中以光速传播，即3*108m/s(换算后为11.8in/ns)。当电流从
PD = e r /11.8 ns/ in
TD = PD ? L
信号时延介绍
走线与信号传播 电路板走线分为带状线和微带线。
通常认为带状线环境的走线四周的材料是均匀的。实际上，我们设计时也是这样要求 厂家制作的。因此，在带状线环境的走线中，信号的传播速度就可以用如下公式进行
传输线的阻抗和传输延时
传输线的阻抗和传输延时编者注：本文是基于之前给同事解释的两个基本概念而写的。
文中有一个关于传输线长度与时间相关的经验公式是很多人都在使用的，但是很多工程师却经常会用错，任何场景下都觉得1ns的时间对应到PCB的长度都是6inch，显然，这并不太合理。
使用经验公式一定要慎重，如果不是非常了解，建议不要使用经验公式。
传输线是由介质和导线构成的。
在PCB上，传输线通常分为微带线和带状线。
如下图所示：为了确保良好的信号完整性，需要保证传输线上每一点的阻抗是一致的。
在传输线任何点的特性阻抗变化都会导致信号反射，这样就会造成噪声。
但是，在高速PCB中，存在着芯片封装、breakout区域、过孔、分支和其它组件寄生等因素都会导致阻抗失配。
在高速设计中，不受控制的阻抗会显著降低电压和时序裕量，以致电路恶化或者无法运行下去。
咱们能做的事情是尽量减少阻抗不连续点。
有损传输线电路模型：传输线的简单模型可以由RLC构成，如下图所示：通常，把传输线分为有损传输线和无损传输线。
显然，在PCB上存在的都是有损传输线。
有损传输线可以假定其是由无限多阶RLC构成的一个多级电路。
串联电阻表示分布电阻，单位为每单位长度的欧姆(ohm)。
串联电感表示分布环路电感，单位为每单位长度的亨 (H)。
分隔两个导体的是介电材料，由每单位长度的电导G 表示，单位为西门子(S)。
并联电容器以每单位长度的法拉(F) 为单位表示两个导体之间的分布电容。
那么，特性阻抗可以通过以下公式计算：其中：Z0是传输线的特性阻抗。
R0是传输线单位长度的串联电阻。
L0是传输线单位长度的环路电感。
G0是传输线单位长度的电导。
C0是传输线单位长度的电容。
无损传输线：无损传输线与R0和G0无关，所以其阻抗公式为：无损传输线虽然在实际的工程中不存在，但是也不能无视其存在。
无损传输线在很多场合都是非常有意义的。
传播延时：在高速电路中，我们经常用传输线延时与信号上升时间的大小来作对比，并以此来判断是否为高速信号。
PCB上的任何一条走线在通过高频信号的情况下都会对该信
PCB上的任何一条走线在通过高频信号的情况下都会对该信号造成时延时，蛇形走线的主要作用是补偿“同一组相关”信号线中延时较小的部分，这些部分通常是没有或比其它信号少通过另外的逻辑处理；最典型的就是时钟线，通常它不需经过任何其它逻辑处理，因而其延时会小于其它相关信号。
高速数字PCB板的等线长是为了使各信号的延迟差保持在一个范围内,保证系统在同一周期内读取的数据的有效性(延迟差超过一个时钟周期时会错读下一周期的数据),一般要求延迟差不超过1/4时钟周期,单位长度的线延迟差也是固定的,延迟跟线宽,线长,铜厚,板层结构有关,但线过长会增大分布电容和分布电感,使信号质量,所以时钟IC引脚一般都接RC端接,但蛇形走线并非起电感的作用,相反的,电感会使信号中的上升元中的高次谐波相移,造成信号质量恶化, 所以要求蛇形线间距最少是线宽的两倍,信号的上升时间越小就越易受分布电容和分布电感的影响.因为应用场合不同具不同的作用,如果蛇形走线在电脑板中出现，其主要起到一个滤波电感的作用，提高电路的抗干扰能力，电脑主机板中的蛇形走线，主要用在一些时钟信号中，如CIClk,AGPClk，它的作用有两点：1、阻抗匹配2、滤波电感。
对一些重要信号，如INTEL HUB架构中的HUBLink,一共13根，跑233MHz，要求必须严格等长，以消除时滞造成的隐患，绕线是唯一的解决办法。
一般来讲，蛇形走线的线距>=2倍的线宽。
PCI板上的蛇行线就是为了适应PCI 33MHzClock的线长要求。
若在一般普通PCB板中，是一个分布参数的LC滤波器，还可作为收音机天线的电感线圈，短而窄的蛇形走线可做保险丝等等.PCB布线的常见规则1 电源、地线的处理既使在整个PCB板中的布线完成得都很好，但由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，有时甚至影响到产品的成功率。
所以对电、地线的布线要认真对待，把电、地线所产生的噪音干扰降到最低限度，以保证产品的质量。
电路设计流程如何应对高速信号传输与时延问题
电路设计流程如何应对高速信号传输与时延问题在现代电子设备中，高速信号传输与时延问题是电路设计中常见且重要的挑战。
随着技术的发展，数据传输速度不断提高，传输信号的频率也越来越高，因此在电路设计中必须有效地解决高速信号传输和时延问题。
本文将介绍电路设计流程中如何应对这些问题，并提供一些解决方案和建议。
一、信号传输和时延问题的背景在理解电路设计流程中如何应对高速信号传输与时延问题前，有必要了解一些基本背景知识。
高速信号传输是指在电路中传输的信号具有很高的频率和数据传输速率，通常在几百兆赫兹（MHz）到几十吉赫兹（GHz）范围内。
这些高频信号具有短周期和快速上升/下降时间，因此容易受到电磁干扰、时延与信号失真的影响。
高速信号传输的时延问题主要包括传输线长、传播速度、信号损耗等因素。
在高速电路中，信号在传输线上会出现传播延迟，这可能导致时序错误和数据失真。
此外，传输线长度与信号传播速度之间的不匹配也会导致信号反射和时延不匹配。
因此，在电路设计流程中需要采取一系列措施来解决这些问题。
二、电路设计流程中的解决方案与实施步骤以下是电路设计流程中针对高速信号传输与时延问题的一般解决方案与实施步骤。
1. 信号完整性分析与仿真首先，必须进行信号完整性分析与仿真。
这包括对信号传输线路的建模和仿真，以评估传输线的传输损耗、时延和信号完整性。
利用专业软件来模拟高速信号在传输线上的行为，可以帮助工程师找出潜在的问题并采取相应的补救措施。
2. 优化电路拓扑结构根据仿真结果，可以对电路拓扑结构进行优化。
这可能包括调整布线、改变引脚分配和分割电源地平面等措施，以减少信号传输线的长度和复杂性，从而降低传输时延并提高信号完整性。
同时，还可以考虑使用阻抗匹配和终端电阻来减少信号反射和串扰。
3. 选择适当的材料和元件在高速电路设计中，材料和元件的选择非常重要。
选择低损耗、低时延的高速信号传输线材，如瓷介质或聚四氟乙烯（PTFE），可以提高信号传输的质量。
PCB设计中的信号延迟处理
PCB设计中的信号延迟处理在PCB设计中，信号延迟处理是一个非常重要的技术问题。
信号延迟指的是信号从发送端到接收端所经历的时间延迟，这会直接影响到系统的性能和稳定性。
在设计PCB时，合理处理信号延迟至关重要，下面将详细介绍PCB设计中的信号延迟处理方法和技巧。
一、信号延迟的定义及影响在PCB布线中，信号从发送端到接收端需要经过一定的时间延迟，这个时间延迟与信号传输的距离、信号传输速度以及中间器件的响应时间等因素密切相关。
信号延迟过长会导致信号波形失真，影响系统的工作频率和速度，甚至会造成系统不稳定或故障。
二、信号延迟处理的方法1. 信号传输线长度匹配：在PCB设计中，对于高速信号线和时序要求严格的线路，需要确保信号传输线的长度尽量一致，这样可以减小信号传输过程中的延迟差异。
2. 信号走线路径优化：合理规划信号线的走线路径，减少信号线的弯曲和交叉，避免信号路径过长和过多拐弯，以减小信号传输过程中的延迟。
3. 信号线阻抗匹配：在PCB设计中，需要根据信号线的特性和工作频率来匹配信号线的阻抗，确保信号在传输过程中不会出现反射和衰减，从而减小信号的传输延迟。
4. 信号线长度控制：对于高速信号线，可以采用等长走线的方式，通过控制信号线长度来减小信号传输过程中的延迟，提高系统的稳定性和性能。
5. 信号线层间穿越规划：在多层PCB设计中，需要合理规划信号线的层间穿越，避免信号线穿越过多层板，导致信号传输过程中的延迟增加。
三、信号延迟处理的技巧1. 时钟线长度控制：对于时序要求严格的时钟线，需要采用等长走线和时钟线长度匹配的方式，确保时钟信号的稳定性和准确性。
2. 差分信号线处理：对于差分信号线，需要采用差分传输线路来传输信号，以减小信号传输过程中的噪声和干扰，提高系统的抗干扰能力。
3. 信号线走线层次规划：在PCB设计中，应根据信号线的特性和工作频率来合理规划信号线的走线层次，避免信号线走线过程中的干扰和延迟增加。
(信息与通信)PCB布线规则
电源和地平面
• 总结词：电源和地平面是PCB布线中非常重要的组成部分，它们为电路提供稳 定的电压和电流，并起到屏蔽和散热的作用。
• 详细描述：在PCB布线中，电源和地平面需要特别关注。它们需要具有足够的 面积和连续性，以保证电流的稳定供应和对电磁干扰的有效屏蔽。此外，良好 的电源和地平面布局还有助于减小热阻和提高散热性能。为了实现这些目标， 需要仔细规划电源和地平面的布局和层数，以及选择合适的材料和工艺。
(信息与通信)PCB布线规 则
• PCB布线规则概述 • 物理规则 • 电气规则 • 可靠性规则 • 布线工具与技术 • PCB布线规则的应用案例
01
PCB布线规则概述
定义与重要性
定义
PCB布线规则是一组指导原则和标准，用于确保电路板上的电子元件之间连接 的可靠性和稳定性。
重要性
在信息与通信领域，PCB布线规则是至关重要的，因为它们影响到电路板的功 能、性能和可靠性。遵守布线规则可以减少信号干扰、电磁兼容性问题以及连 接不良的风险，从而提高整个系统的可靠性。
总结词：射频和微波布线需要特 别关注阻抗匹配和信号完整性， 以确保无线通信的正常工作。
使用精确的阻抗控制线宽和间距 ，以实现信号的阻抗匹配。
避免使用直角布线，以减小信号 反射和辐射损耗。
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• 总结词：串扰和地弹是PCB布线中常见的电磁干扰问题，它们会影响信号的传 输质量和系统的稳定性。
• 详细描述：串扰是指信号线之间的相互干扰，可能会导致信号失真或误触发。 地弹则是指由于电源和地线之间的电位差引起的瞬间电流冲击，它可能会产生 噪声和热损耗。为了减小串扰和地弹的影响，需要合理规划信号线的布局和间 距，选择合适的线宽和层数，以及采取其他电磁兼容性设计措施。
数字时钟信号经pcb走线传输后振幅降低,参考电平抬高的原因
数字时钟信号经pcb走线传输后振幅降低,参考电平抬高的原
因
数字时钟信号经过PCB走线传输后，振幅降低的原因通常有
以下几个可能：
1. 传输线路阻抗不匹配：传输线路的阻抗与信号源的输出阻抗不匹配可能导致信号的反射和损耗。
如果阻抗不匹配很大，信号的能量将会以反射的形式返回到信号源，导致信号振幅降低。
这种情况下，可以通过使用匹配的传输线路来减少信号反射和损耗。
2. 信号线路长度：信号经过长距离传输时，由于信号的传播存在传输延迟和衰减，振幅可能会在传输过程中逐渐降低。
这种情况下，可以通过采取一些补偿措施，如增加信号源的输出功率或使用线性放大器来提高信号的振幅。
3. 信号线路干扰：PCB走线中可能存在其他信号源产生的干扰，如电磁干扰或电源噪声。
这些干扰信号可能会在传输过程中叠加到数字时钟信号上，导致信号的振幅降低。
为了减少这种干扰，可以采取屏蔽措施，如使用屏蔽线或增加地线。
4. PCB布局和走线设计：PCB布局和走线设计不合理可能导
致信号的振幅降低。
例如，走线过长、过细或过多弯曲可能会增加信号的损耗和衰减。
这种情况下，可以通过优化PCB布
局和走线设计，尽量缩短信号的传输路径，减少信号损耗，提高信号的振幅。
总之，数字时钟信号经过PCB走线传输后振幅降低的原因可能是由于阻抗不匹配、线路长度、信号线路干扰以及PCB布局和走线设计等因素的综合影响。
针对具体情况，可以采取相应的措施来提高信号的振幅。
信号在PCB走线中传输时延
信号在PCB走线中传输时延摘要：信号在媒质中传播时，其传播速度受信号载体以及周围媒质属性决定。
在PCB（印刷电路板）中信号的传输速度就与板材DK（介电常数），信号模式，信号线与信号线间耦合以及绕线方式等有关。
随着PCB走线信号速率越来越高，对时序要求较高的源同步信号的时序裕量越来越少，因此在PCB设计阶段准确知道PCB走线对信号时延的影响变的尤为重要。
本文基于仿真分析DK，串扰，过孔,蛇形绕线等因素对信号时延的影响。
关键词：传输时延, 有效介电常数，串扰DDR 奇偶模式1.引言信号要能正常工作都必须满足一定的时序要求，随着信号速率升高，数字信号的发展经历了从共同步时钟到源同步时钟以及串行（serdes）信号。
在当今的消费类电子，通信服务器等行业，源同步和串行信号占据了很大的比重。
串行信号比如常见PCIE，SAS，SATA，QPI，SFP+，XUAI，10GBASE-KR等信号，源同步信号比如DDR信号。
串行信号在发送端将数据信号和时钟（CLK）信号通过编码方式一起发送，在接收端通过时钟数据恢复（CDR）得到数据信号和时钟信号。
由于时钟数据在同一个通道传播，串行信号对和对之间在PCB上传输延时要求较低，主要依靠锁相环（PLL）和芯片的时钟数据恢复功能。
源同步时钟主要是DDR信号，在DDR设计中，DQ（数据）信号参考DQS（数据选通）信号，CMD（命令）信号和CTL（控制）信号参考CLK（时钟）信号，由于DQ的速率是CMD&CTL信号速率2倍，所以DQ信号和DQS信号之间的传输延时要求比CMD&CTL和CLK之间的要求更高。
目前市场上主流的为DDR1/ DDR2/ DDR3。
DDR4预计在2015年将成为消费类电子的主要设计，随着DDR信号速率的不断提高，在DDR4设计中特别是DQ和DQS之间传输时延对设计者提出更高的挑战。
在PCB设计的时候为了时序的要求需要对源同步信号做一些等长，一些设计工程师忽略了这个信号等长其实是一个时延等长，或者说是一个‘时间等长’。
传输时延 时延偏离
传输时延 时延偏离[日期： 2008-09-16 ] 千家综合布线网 www.cabling-system.com在综合布线的验收测试参数中，有大名鼎鼎NEXT 和RL ，其他的参数往往被忽略，因为很多参数都跟NEXT 、RL 有关系或者很容易通过，还有就是很拗口，一时难以分清，比如：传输时延和延迟偏离。
在双绞线中，导体是铜，考虑到铜导体中杂质、处理工艺的因素，电信号传输肯定会有所延迟。
传输时延（Propagation Delay ）是指信号在发送端发出后到达接收端所需要的时间。
双绞线，顾名思义，线缆都是两根互相缠绕在一起，为了将每个线对之间的干扰降到最低，因此每个线对的绞距都不一样即每个线对绞的密度都不一样。
12线对（橙色线对）线对绞距最小即对绞的密度最大，56线对（蓝色线对）线对绞距最大即对绞的密度最小。
爱达讯布线工程师认为这意味着100米的线缆中，橙色线对可能会达到110米，或者是远远超过100米。
在千兆网络中，每个线对都会使用，从发送端发送的电信号，经过不同的线对，到达接收端的时间可定会不一样，蓝色线对到达时间最早，橙色线对到达时间最晚，即每个线对的传输时延都是不一样的。
各个线对的传输时延与最小传输时延之间的差值就是时延偏离（Delay Skew ）。
如下图所示在长度测试中，12线对的长度为100.3米，45线对的长度仅为94.7米，相差近6米。
传输时延测试中，12线对延迟了485ns，45线对延迟了458ns，所以12线对的时延偏离是485-458=27ns，而45线对自然是0ns了。
和其它参数一样，传输时延和延迟偏离都是有标准值的，传输时延最大为555ns，时延偏离最大为50ns，如果超过此极限值，在传输过程中会造成很大的误码率。
爱达讯公司雄厚的技术实力可以保证线缆在正常传输范围内，测试的每一个参数都有较高的余量，为客户打造牢固的链路层。
关于PCB的传输线理论
关于PCB的传输线理论1. 高速信号的基本概念提到“高速信号”，就需要先明确什么是“高速”，MHz速率级别的信号算高速、还是GHz速率级别的信号算高速？传统的SI理论对于“高速信号”有经典的定义。
SI：Signal Integrity ，即信号完整性。
SI理论对于PCB互连线路的信号传输行为理解，信号边沿速率几乎完全决定了信号中的最大频率成分，通常当信号边沿时间小于4~6倍的互连传输延时的情况下，信号互连路径会被当做分布参数模型处理，需要考虑SI行为。
图1 信号边沿时间与电路传输延时所谓“高速”，就是指“信号边沿时间小于4~6倍的互连传输延时”，可以看出电路板传输的信号是否为“高速”，不只取决于信号的边沿速率，还取决于电路板线路的路径长度大小，当两者存在一定的比例关系时，该信号应该按照“高速信号”进行处理。
要更好的理解上面的“高速信号”含义，需要先明白“传输线理论”。
2. 传输线理论2.1 PCB的传输线结构典型PCB中所见到的传输线结构是由嵌入或临近电介质或绝缘材料，并且具有一个或多个参考平面的导线构成。
典型PCB中的金属是铜，而电介质是一种叫FR4的玻璃纤维。
数字设计中最常见的两种传输线类型是微带线和带状线。
微带线通常指PCB外层的走线，并且只有一个参考平面。
微带线有两种类型：埋式或非埋式。
埋式（有时又称作潜入式）微带线就是将一根传输线简单地嵌入电介质中，但其依然只有一个参考平面。
带状线是指介于两个参考平面之间的内层走线。
下图所示为PCB上不同元件之间的内层走线（带状线）和外层走线（微带线）。
标识处的剖面图显示了传输线与地/电源层的相对关系。
图2 典型PCB传输线示意图2.2 信号传播路径当数字信号的边沿速度（上升或下降时间）比在PCB走线上传送的电信号的传播延迟来得小时，信号将受到传输线效应的极大影响。
电信号在传输线的传送方式就如水流过一根长的方形管子一样。
这就是所谓的电波传播。
就如水是以波的形式流过管子，电信号会以波的形式沿传输线传送。
延迟和反射产生的原因
延迟和反射产生的原因作者：tony延迟和反射是高速数字PCB 板四种基本的互连噪声其中一种，对于延迟而言很好理解，是因为信号在互连线的传播速度p v 虽然可以达到光速的量级，但毕竟是有限量，随着数字系统时钟频率的不断提高，以至于信号在互连线上传播的时延TD （延迟）与时钟周期相比拟，这时延迟噪声不再能被忽略。
在设计数字系统时序容限时，延迟是最为重要的一环，好在延迟只需要很简单的计算就可以预测到；而反射产生的主要原因是阻抗不匹配，下面几个小节将详细讨论。
1、 反射产生的原因当发送器件将数字信号送到互连线上时，初始信号大小（i V ）取决于发送器件的电压（s V ）、源内阻（s Z ）和互连线的特性阻抗（0Z ），如图1所示，VsZsViZoZt图1 互连线上的反射现象其等于互连线特性阻抗在它与源内阻的分压，如式(1)，0i ssZ V V Z Z =+(1)如果互连线终端接到一个与互连线特性阻抗（0Z ）精确匹配的阻抗，那么互连线上的电压保持为i V ，直到发送器件再次发送信号。
而如果互连线终端所接阻抗不为0Z ，而为t Z ，则传输到终端的信号一部分端接到地，而其余的部分将朝发送器件方向反射。
反射信号分量的多少取决于负载端反射系数L ρ，t L t Z Z Z Z ρ-=+(2)于是，初始入射电压达到终端时，信号的一部分i L V ρ将返回发送器件，并与入射电压叠加，这时负载端的电压为i i L V V ρ+，如果反射分量i L V ρ达到发送器件，发现源内阻也与特性阻抗不相等（匹配），i L V ρ会被再一次的反射，反射信号的多少取决于源端反射系数S ρ，s S s Z Z Z Z ρ-=+(3)这时源端的电压则变为i i L i L S V V V ρρρ++，反射会在互连线上不断地进行，直到达到稳定，源端和负载端的稳定电压都为，tss tZ V Z Z +(4)2、 格形图格形图是在源内阻和端接负载都为线性时理解反射产生机理的一种方法。
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信号在PCB走线中传输时延摘要：信号在媒质中传播时，其传播速度受信号载体以及周围媒质属性决定。
在PCB（印刷电路板）中信号的传输速度就与板材DK（介电常数），信号模式，信号线与信号线间耦合以及绕线方式等有关。
随着PCB走线信号速率越来越高，对时序要求较高的源同步信号的时序裕量越来越少，因此在PCB设计阶段准确知道PCB走线对信号时延的影响变的尤为重要。
本文基于仿真分析DK，串扰，过孔,蛇形绕线等因素对信号时延的影响。
关键词：传输时延, 有效介电常数，串扰DDR 奇偶模式1.引言信号要能正常工作都必须满足一定的时序要求，随着信号速率升高，数字信号的发展经历了从共同步时钟到源同步时钟以及串行（serdes）信号。
在当今的消费类电子，通信服务器等行业，源同步和串行信号占据了很大的比重。
串行信号比如常见PCIE，SAS，SATA，QPI，SFP+，XUAI，10GBASE-KR等信号，源同步信号比如DDR信号。
串行信号在发送端将数据信号和时钟（CLK）信号通过编码方式一起发送，在接收端通过时钟数据恢复（CDR）得到数据信号和时钟信号。
由于时钟数据在同一个通道传播，串行信号对和对之间在PCB上传输延时要求较低，主要依靠锁相环（PLL）和芯片的时钟数据恢复功能。
源同步时钟主要是DDR信号，在DDR设计中，DQ（数据）信号参考DQS（数据选通）信号，CMD（命令）信号和CTL（控制）信号参考CLK（时钟）信号，由于DQ的速率是CMD&CTL信号速率2倍，所以DQ 信号和DQS信号之间的传输延时要求比CMD&CTL和CLK之间的要求更高。
目前市场上主流的为DDR1/ DDR2/ DDR3。
DDR4预计在2015年将成为消费类电子的主要设计，随着DDR信号速率的不断提高，在DDR4设计中特别是DQ和DQS之间传输时延对设计者提出更高的挑战。
在PCB设计的时候为了时序的要求需要对源同步信号做一些等长，一些设计工程师忽略了这个信号等长其实是一个时延等长，或者说是一个‘时间等长’。
2.传输时延简介Time delay又叫时延(TD)，通常是指电磁信号或者光信号通过整个传输介质所用的时间。
在传输线上的时延就是指信号通过整个传输线所用的时间。
Propagation delay又叫传播延迟(PD)，通常是指电磁信号或者光信号在单位长度的传输介质中传输的时间延迟，与“传播速度”成反比例（倒数）关系，单位为“Ps/inch”或“s/m”。
从定义中可以看出时延=传播延迟*传输长度(L)其中v为传播速度，单位为inch/ps或m/sc 为真空中的光速（3X108 m/s）εr为介电常数PD 为传播延迟，单位为Ps/inch或s/mTD 为信号通过长度为L的传输线所产生的时延L为传输线长度，单位为inch或m从上面公式可以知道，传播延迟主要取决于介质材料的介电常数，而传播时延取决于介质材料的介电常数、传输线长度和传输线横截面的几何结构（几何结构决定电场分布，电场分布决定有效介电常数）。
严格来说，不管是延迟还是时延都取决于导体周围的有效介电常数。
在微带线中，有效介电常数受横截面的几何结构影响比较大；而串扰，其有效介电常数受奇偶模式的影响较大；不同绕线方式有效介电常数受其绕线方式的影响。
3.仿真分析过程3.1 微带线和带状线传输时延PCB中微带线是指走线只有一个参考面，如下图1；带状线是指走线有2个参考面，如下图2.图1 微带线图2 带状线带状线由于电磁场都被束缚在两个参考面之间的板材中，所以走线的有效介电常数为板材的介电常数。
微带线会导致部分电磁场暴露在空气中，空气的相对介电常数约为1.0006，板材如常规FR4的介电常数为4.2，那么微带线的有效介电常数在1和4.2之间，可以利用下面的公式计算微带线的有效介电常数【Collins,1992】：εe = (εr +1)/2 + (εr -1)/2（1+12H/W）-1/2 + F -0.217(εr -1)T/WH 3.1F = 0.02 (εr -1)（1-W/H）2(W/H < 1) F= 0 (W/H >1) 3.2 其中，εe 为有效介电常数，εr 为电路板材料的介电常数，H为导线高于地平面的高度，W为导线宽度，T为导线厚度。
图4 微带线层叠与时延图5 带状线层叠和时延在图4和图5的层叠结构下，1000mil的走线时延差=179.729ps-147.954ps=31.775ps，可以看出这个差距是非常大的。
在做源同步的DDR同组等长时候只考虑物理等长会带来很严重的'时间不等长。
3.2 走线和过孔传输时延在PCB设计时候，经常会遇到走线换层，走线换层必须借助于过孔。
但长度相等的过孔和走线之间的时延并不相等。
过孔的时延可以用式3.3表示TD_via=LC 3.3其中TD_via表示信号经过过孔的时延，L表示过孔的寄生电感，C表示过孔的寄生电容。
从式3.3可以看出寄生电容和寄生电感都会导致过孔的传输时延变大。
而不同过孔结构寄生参数也会发生改变。
下面通过仿真分析过孔时延和传输线时延时间的偏差。
图6 过孔结构及寄生参数如图6所示过孔结构时延可以根据式3.3计算出：TD_via=LC=sqr（0.4021pf*1326.2pH）=23.1ps 式3.4由式3.4可以看出，结构如图6所示过孔的传输时延为23.1ps。
而对于普通FR4板材的微带线，1.6mm走线传输时延约为11ps，对于带状线约为12.5ps。
通过计算可以看出相同长度的走线和过孔之间的时延相差是非常大的。
因此对设计工程师来讲设计的时候尽量做到以下两点：1）需要做等长的信号要尽量走同层，换层时需要注意总的长度要保持相等并且每层走线都需要等长。
2）需要等长的信号走相同走线层可以保持过孔的时延一致,从而消除过孔时延不一致带来的影响。
3.3 串扰对信号时延的影响。
PCB板上线与线的间距很近，走线上的信号可以通过空间耦合到其相邻的一些传输线上去，这个过程就叫串扰。
串扰不仅可以影响到受害线上的电压幅值，同时还会影响到受害线上信号的传输时延。
图7 串扰拓扑图如图7串扰拓扑图所示,假设有3根相互耦合的传输线，中间的一根线（图8中D1）为受害线，两边的线（图8中D0&D2）为攻击线。
仿真中所加的激励源为图8所示，分为三种情况：1，假设两边的攻击线中没有信号，即不存在串扰，此种情况作为参考基准线（Reference）；2，假设攻击线和受害线切换状态一致，此种情况为偶模（Even Mode）3，假设攻击线和受害线切换状态相反，此种情况为奇模（Odd Mode）图8 串扰仿真中激励奇偶模式空间电磁场分布（如图9&图10所示）不同，从而导致了传输线周围的有效介质电常数不同，有效介电常数的不同最终带来了在不同激励源的情况下信号传播速度不同。
图9 奇模电磁场分布图10 偶模电磁场分布仿真结果如下图11所示，其中蓝色为第一种激励所对应的参考基准线，其周围没有其它信号线的影响；红色线为第二种激励所对应的接收端波形；绿色为第三中情况所对应的接收端波形。
绿色波形最早到达接收端，而红色的波形最后到达接收端，是由于奇模的传输速度比偶模块。
图11 串扰仿真结果从上面的仿真结果可以看出信号线周围的攻击线会对信号线的传输时延到来影响，如果设计处理不当，导致传输时延偏差较大最终会导致系统工作不稳定。
在设计的时候要尽量减小这种影响，可以从以下几点考虑：1，拉大线间距。
线间距越大，相邻走线间的影响就越小，走线间距尽量满足3W原则。
2，使耦合长度尽量短。
相邻传输线平行走线长度越长串扰越大，走线时候尽量减小相邻线平行走线长度；对于相邻层走线尽量采用相邻层垂直走线。
3，走线尽量走在带状线。
微带线的串扰相对带状线较大，带状线走线可以减小串扰的影响。
4，保持完整回流平面，避免跨分割，走线和参考面尽量紧耦合。
3.4 绕线方式对信号时延的影响在PCB设计时候，有些设计人员为了满足等长要求会对走线进行绕线，很少有设计人员会考虑到不恰当的绕线也会影响传输线时延。
为了验证绕线对传输线时延的影响，我们公司信号完整性团队（SI组）设计出测试板进行实测。
如下图12所示，蛇形绕线和参考直线走在相同的走线层，两者线宽线间距以及物理长度完全相同，蛇形绕线的局部放大图如下图13所示。
图12 蛇形绕线和参考走线图13 蛇形绕线局部放大图实测结果如下图13所示，其中红色线为参考走线，蓝色的线为蛇形绕线的走线，从结果可以看出，蛇形绕线的信号传输速度会比直线参考线的速度要快，两者相差了13.89ps。
这是由于蛇形绕线靠的太近，平行的耦合长度太长，信号在蛇形绕线上的自耦合导致信号传播速度较快。
图13 实测结果通过3D电磁场仿真软件也可以看出这种蛇形绕线和直线间传输速度不同，如下图14所示：两种不同的绕线是物理等长的，可以看出下面一种绕线方式由于绕线靠的较紧，而且平行耦合长度也长，可以看出下面一种绕线方式信号传输的会快一点图14 仿真结果从上面的仿真测试可以看出，不同绕线方式对信号时延影响还是比较大的，为了减小由于绕线带来的时延的影响，可以考虑以下几点：1，在PCB设计时候尽量减少不必要的绕线，比如串行信号差分对和差分对之间没有必要做等长。
2，增大绕线间间距，尽量满足单根绕线间距大于5H（H为线到最近参考面的距离），差分绕线大于3H（H为线到最近参考面的距离）。
3，减小绕线间平行走线长度。
4.小结在PCB设计时候要将等长的设计观念逐步向等时设计转变，在对时序或者等长要求高的设计尤其需要注意串扰，绕线方式，不同层走线，过孔时延等方面对时序的影响。
丰富的SI（信号完整性）知识和正确的仿真方法可以帮助设计去评估PCB板上的传输时延，从而提高设计的质量。