单端双管正激的驱动变压器绕法分析
【我是工程师】单端正激双管式开关电源设计之变压器设计
【我是工程师】单端正激双管式开关电源设计之变压器设计（cjhk完成于江苏泰州）最近电源网举行我是工程师这个活动，看到礼品这么丰富，我也忍不住想凑个热闹，准备把以前自己动手设计的一款电源贴出来和大家共享，其中借鉴了一些资料，难免会有一些差错，希望大家能及时指证。
因为有两个月左右的时间，所以我自己的规划是：首先分析单端正激式变换器拓扑结构，接着根据我自己的项目分析单端正激式电路的高频变压器设计方法，再其次是分析使用到的电源管理芯片的特性及功能，同时分析功率MOS的选择与计算功率损耗，最后是各功能电路的分析并贴出原理图。
整个项目大概的时长差不多1个半月。
主要是工作比较忙，只能抽晚上的时间来和大家分享，很多地方分析的会不到位，计算的公式以及原理什么的都只是自己的理解，会有错误，望大家及时指正。
单端正激式开关电源，一般适用与200W以下的开关电源（至于为什么是200W，我没有真正去验证过，找了好些资料，都是这么说的，希望有高手能解释一下为什么不能超过200W）。
我以前见过1200W的单端正激式开关电源，功率模块用的是IGBT，不过效率不高。
常见的单端拓扑结构，通常都是带有去磁绕组。
去磁绕组的圈数和初级绕组的圈数相同，主要目的是为了防止变压器磁饱和。
理想的正激拓扑结构的高频变压器磁芯是不需要有去磁绕组的，因为初级获得的能量都会完全传递到次级。
但是实际的情况是因为磁芯工作的区间的第一象限，每次初级获得能量在传递到次级时，磁芯都会有一些能量的残留，当残留的能量不断累加到达磁芯饱和的阙值点时，变压器发生磁饱和（磁通量为零，电流无穷大，至此变压器就会烧毁）。
为了防止变压器磁饱和，需要加入去磁绕组（也称复位绕组）。
去磁绕组的方向和初级绕组的方向正好相反，每次初级将能量传递到次级时，残余的能量和去磁绕组中的能量方向相反，正好抵消。
至于去磁绕组和初级绕组是如何绕制的，查了几本书，都说是紧密绕制。
在《变压器与电感器设计》（龚绍文翻译）这本书中写道是双线并绕，我想了很长时间没有搞懂。
开关电源：单管自激,反激,推挽,半桥,全桥
图 2.4 单端正激式开关电源
单端反激式开关电源 反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励 时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的 激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式 开关电源。反激式开关电源是在反极性（Buck—Boost）变换器的基础上演 变而来的，它具有以下优点： 比正激式开关电源少用一个大储能滤波电感及一个续流二极管，因此，体积 比正激式开关电源的要小，且成本也要低。
C18 Q5 C1815 22u50V
+
D17 R21 1N4148 12k
R27 1.5k
HW.79 94V-0
S-100N-R5
2000-11-21
+
C17 1u50V
MW
S-100-24 IN 110VAC 1.9A IN 220VAC 0.8A OUT 24VDC 4.5A
TL494 管脚功能及参数
+
R3 100R 2W 102 1kV FMX 1
C2
+V +V
1k 2W
C1 +
SCK054
TF-096
C3
D3S B-60 -0.5
N C10 4.7u50V T2 D7 R6 T028 15R
3A250V R13 580k 1/2W RT C6 220u 200V 470u 35V x5
开关电源：单管自激，反激，推挽，半桥，全桥
单端正激式开关电源 正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正被直流电压激励 时，变压器的次级线圈正好有功率输出。它是在 BUCK 电路的开关管 Q 与续 流二极管 D 之间加入单端变压隔离器而得到的。它具有以下优点： 1) 正激变换器利用高频变压器的一次侧、二次侧绕组隔离的特点，可以方 便的实现交流电网和直流输出之间的隔离。 2) 正激变换器电路简单，成本很低，能方便的实现多路输出。 3) 正激变换器只有一个开关管，只需一组驱动脉冲；其对控制电路的要求 比双端变换器低。
双管正激电源，这些问题点不容忽视！
双管正激电源，这些问题点不容忽视！希望可以帮到更多的电源工程师，少走弯路，由于工作很忙，回复会滞后，我会抽时间回复大家提出的问题，只要能帮到各位，就是对我最大的安慰。
Zhangyanhong：第一次做单管正激，请教下电源老化一段时间后DS波形怎么会变这样子呢？楼主：MOS关断后，电压上升，达到一定的电压值（最大限幅值被母线电压限制），然后应该是比较圆滑的波形，溜肩膀（溜肩膀根据负载的轻重波形会有差异，它自己会找一个合适的复位点下来）后，下来。
你这个波形基本是正确的，只是在MOS管关断后，在达到最高电压的时候有震荡，去查查复位这块。
qq10860616：当年我用双管正激做过一款500W的电源。
低压大电流的。
选这个结构是因为这种结构有个先天性优势就是，永远不会像半桥全桥那样出现上下管同态导通就炸机的风险。
本人认为，如果是一些需要可靠性很高的电源，我觉得双管正激非常不错。
选这个拓扑来做，也是想试试我没有做的拓扑。
另外就是，所有的电源结构的MOS波形，我最喜欢看的就是正激的那个带着馒头一样波形。
我来听听楼主对正激结构的一些宝贵经验。
学习学习！楼主：你说的很对，双管正激最大的特点就是不会“炸鸡”，我一般100W-500W都用双管正激拓扑，而不用推挽半桥这类的，当然他们也有他们的特殊场合以及用途（LLC拓扑暂且不再本帖子内涉及）。
先上双管正激拓扑示意图：今天抽点时间，讲一个正激电感和变压器的设计，这是正激拓扑电路里的“心脏”。
说明：此部分只是个例子，只为说明计算步骤等等，这个例子也不是双管正激的例子。
大家不要在纠结最大占空比为啥0.6了正激变压器的设计，需要注意一点，需要计算最低输入和最高输入两次。
Gongchangsheng：你好，楼主，有几个问题想请教一下：1.第一张图上，因为放电电流等于充电电流，所以可以得到，Vo=Vs * D，对于这里我根据你说的来推导得出的是Vo=Vs *【D/（1-D）】，请问楼主我错在哪里了？我想不明白。
双mos管正激隔离驱动电路
双mos管正激隔离驱动电路双MOS管正激隔离驱动电路是一种常用的隔离型电源拓扑，它采用两个MOSFET作为开关器件，通常用于高效率、高功率密度的应用中。
这种电路的工作原理是通过第一个MOSFET（称为高侧MOSFET）来控制输入电压与输出电压之间的隔离，而第二个MOSFET（称为低侧MOSFET）则用来控制负载的供电。
以下是一个基本的双MOS管正激隔离驱动电路的原理描述：1. 输入侧（高侧）：输入电压通过一个整流器（如二极管）后，为高侧MOSFET提供驱动电压。
高侧MOSFET的栅极由一个驱动电路控制，该驱动电路可以产生足够快的开关信号，以控制MOSFET的导通和截止。
2. 隔离变压器：隔离变压器的高压侧连接到高侧MOSFET的源极，低压侧则连接到低侧MOSFET的栅极。
变压器的作用是实现输入与输出之间的电气隔离，同时提升或降低输出电压，以适应不同的负载需求。
3. 输出侧（低侧）：低侧MOSFET的源极连接到负载，而栅极则由隔离变压器的次级绕组提供驱动信号。
当高侧MOSFET导通时，隔离变压器的初级绕组与次级绕组之间的磁链增加，从而在次级绕组中产生电动势，驱动低侧MOSFET导通，为负载供电。
当高侧MOSFET截止时，低侧MOSFET也会随之截止，切断负载的供电。
4. 驱动电路：驱动电路通常包括脉冲宽度调制（PWM）控制器，它根据负载需求生成高侧和低侧MOSFET的开关信号。
驱动电路需要提供足够的电流来快速充放电MOSFET的栅极电容，以确保开关动作的快速完成。
5. 钳位电路：为保护MOSFET不受到输入电压或负载电压的过高影响，通常会设计钳位电路，以限制MOSFET的源漏电压。
这种电路的优点包括高效率、低电磁干扰（EMI）、良好的隔离性能等。
然而，设计时需要注意的问题包括MOSFET的选择、驱动电路的设计、变压器的设计、开关频率的选择、EMI的抑制等。
为了确保电路的稳定性和可靠性，还需要考虑电路的温升控制、过流保护、过压保护等保护措施。
单端反激式变换器变压器工作状态分析
单端反激式变换器变压器工作状态分析单极性开关电源变换器即激励是一个单向方波脉冲电压,单端正激式和单端反激式变换器既属此类。
开关变压器工作时磁心中磁通沿着交流磁滞回线的第一象限部分上下移动,变压器磁心受单方向励磁,磁感应强度从最大值Bm 到剩磁Br 之间变化,。
图1 单极性励磁单端反激式开关电源一般有两种工作方式:1) “完全能量转换(电感电流不连续) 方式”: 在储能周期ton中,变压器储存的所有能量在反激周期toff中都转换到输出端。
2) “不完全能量转换(电感电流连续) 方式”: 储存在变压器中的一部分能量在ton末保留到下一个ton周期的开始。
1 能量的转换过程T 导通期间,进行电能的储存,由等效电路可知 D 处于截止,此时可以把变压器看作一个电感,。
在此期间IL = IP ,原边电流IP 的变化由dip/ dt = Us/ Lp 决定, IP 线性增加,磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bw 。
在图3 中当T 关断,初级电流必定为零,D 导通,感应电流将出现在副边,通过负载续流,进行能量释放。
工作于完全能量转换方式时,toff总是大于ton ,因此在反激期间,磁感应强度将从Bw 下降到Br ,副边电流将以一定速率衰减,此速率由副边电压和副边电感决定,即:dis/ dt = U’S/ LS采用不完全能量传递方式,由于出现了直流分量,为避免磁心饱和需加气隙,见图4 。
气隙的加入,使磁化曲线向H 轴倾斜,磁滞回线与B 轴包围的面积增加,从而使变压器传递的能量增加。
在传递一定能量的要求下,可以把△B 的取值设计的小一些,以减少磁滞损耗,利于提高工作频率,进一步减小原副边中的纹电流。
2 磁心参数与气隙的作用气隙的加入可使磁滞回线向H 轴倾斜,其斜率随着气隙的大小而变化,但有无气隙并不影响饱和磁感应强度的大小。
单端正激式激励变压器的分析(1)
单端正激式激励变压器的分析（1）
在开关电源中，电路十分重要，特别是选用MOSFET为主开关管时更为重要，电路有时选用单规则激式电路来鼓舞主开关管，电路中应用了鼓舞变压器，完结电压脉冲转换和隔绝。
该鼓舞变压器规划与一般脉冲变压器类同，可是，由于开关电源的频率较高，脉冲空隙时间很短，占空比通常会抵达50%，而且，要求在下一个脉冲到来之前变压器磁情况有必要复位，为了完结在脉冲间隔时间内抵达磁复位，变压器的纯磁化电感不能大，并选用了回授绕组NP2和箝位二极管
D1，有效地约束了反冲幅值，保护场效应管V1不致被反冲电压击穿，在确保V1不被损坏的前提下才有或许改动磁化电感和R1值来完结变压器的磁复位。
反冲特性和磁复位的分析
反冲特性和磁复位是变压器磁心中贮存的磁场能量和等效
电容中贮存的电场能量泄放的瞬变进程。
在脉冲初步下降瞬间，脉冲源与负载相继断开，此时贮存在励磁电感和电容中的能量初步泄放，电容C经R1′L△放电，当电容器上贮存的电能全部放完时，则电压脉冲降到零，放完电所需的时间就是所谓的后沿时间。
电路中由于电感的存
在，电流并不因此中止，电容被反充电，构成所谓的反冲电压;电路分析标明，这种瞬变进程的特性完全取决于并联回路的参量，一般会出现三种情况：即欠阻尼振荡，临界阻尼振荡和过阻尼振荡。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结
开关电源电路学习小结1.正激（Forward）电路正激电路的原理图如图1所示：图1、单管正激电路1.1电路原理图说明单管正极电路由输入Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、二极管VD1、电感L1组成。
其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同一个铁芯上的，N1、N2的绕线方向一致，N3的绕线方向与前两者相反。
1.2电路工作原理说明开关管VT1以一定的频率通断，从而实现电压输出。
当VT1吸合时，输入电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作用，变压器线圈N2两边产生上正下负的电压，VD1正向导通。
Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。
由于N3的绕线方向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。
当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产生反电动势，方向上负下正；N3则产生上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。
通过上述内容可以看到W3的作用，就是为了能使磁场连续而留出的电流通路，采用这种接线方式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。
如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：一是击穿开关；二是N2电流倒流使二极管反向击穿。
击穿开关或二极管，都需要很高电压，使击穿后电流以较高的变化率下降到零；而很高的电流变化率（磁通变化率）自然会产生很高的感生电动势来形成击穿电压。
由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将无法回收到电源；并且还会击穿开关和二极管。
1.3小结1)正激电路使用变压器作为通道进行能量传输；2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管关断时，将由副边回路中的电感续流带载；3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。
正激输出电压的瞬态特性相对较好；4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加一个反电动势吸收绕组，因此正激电路的变压器要比反激电路的体积大；5)由于正激电路控制开关的占空比都取0.5左右，而反激电路的占空比都较小，所以正激电路的反激电动势更高。
深度解析开关电源“正激”与“反激”的工作原理与区别
深度解析开关电源“正激”与“反激”的工作原理与区别
反激式：反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的开关电源。
“反激”指的是在开关管接通的情况下，当输入为高电平时输出线路中串联的电感为放电状态；相反，在开关管断开的情况下，当输入为高电平时输出线路中的串联的电感为充电状态。
工作原理：变压器的一次和二次绕组的极性相反，这大概也是Flyback名字的由来： a.当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容提供能量。
b.当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量。
反激电路的演变：可以看作是隔离的Buck/Boost 电路:
在反激电路中，输出变压器T除了实现电隔离和电压匹配之外，还有储存能量的作用，前者是变压器的属性，后者是电感的属性，因此有人称其为电感变压器，有时我也叫他异步电感。
正激电源
正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。
所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。
单端正激式：。
变压器基本绕制方法
变压器基本绕制方法变压器是一种静止电器，用于将交流电能从一电压级别转变为另一电压级别。
变压器的基本结构是由两个或更多相互绝缘的线圈（绕组）组成，所以绕制方法是非常关键的。
变压器的基本绕制方法包括以下几个步骤：1.绕制绕组：变压器的绕组通常由导线绕制而成。
绕制绕组需要选用适当的导线材料，如铜或铝，以确保电流顺畅流动，减少能量损耗。
绕制绕组的方法可以是手工绕制或机器辅助绕制。
2.区分主绕组和副绕组：变压器通常有一个主绕组和一个或多个副绕组。
主绕组接收输入电源，而副绕组输出变压器所需的电压。
主绕组通常拥有更大的线圈数目和导线直径，以承受更高的电流。
3.绕制高压绕组：高压绕组是主绕组的一部分，通常由绝缘导线绕制而成。
绕制高压绕组需要进行较精确的计算，以确保电压比例适当。
高压绕组通常拥有更多的线圈数目，使得在输入电压下产生相对较高的电场强度。
4.绕制低压绕组：低压绕组是副绕组的一部分，通常也由绝缘导线绕制而成。
绕制低压绕组的线圈数目较少，以使输出电压比输入电压降低到所需的级别。
5.绝缘处理：在绕制绕组后，需要对绕组进行绝缘处理。
这可以通过在绕组上涂覆绝缘漆或使用绝缘纸等绝缘材料来实现。
绝缘处理的目的是防止绕组之间以及绕组与变压器的其它部分之间发生电流短路。
6.线圈固定：完成绕制和绝缘处理后，绕组需要被固定在变压器的铁心上。
通常使用绝缘材料和胶水或金属夹子等固定绕组。
固定绕组的目的是保持线圈的组织，防止移位或损坏。
以上是变压器基本绕制方法的一般步骤，但实际的变压器绕制过程可能因不同的类型和规格而有所不同。
绕制方法的选择和技术要求取决于所需的变压器电压比例、功率容量、绝缘等级和使用环境等因素。
对于更高功率或专业的变压器，可能需要更高级别的绕制技术和过程控制。
因此，变压器的绕制是一个复杂而精确的过程，需要专业知识和技术的支持。
变压器-双管单端正激式转换器的优点
变压器/双管单端正激式转换器的优点
（1）变压器储能有释放回路，不必另设磁复位电路或磁复位绕组。
虽然变压器的初级只有一个绕组，但由于有续流二极管的存在，所以传输电能和回馈激磁电能都可以用这个绕组，结构简单，变压器的储能回馈过程如下：当开关管V1 和v2 同时关断时，变压器初级电压up 反向到略大于或近似等于输人电压ui，具有磁场能量的电流通过续流二极管D3 和D4 向直流电源Ui 回馈电能。
此外，由于工作绕组电压（一uP）直接被续流二极管D3 和D4 钳位在Ui 上，所以加在开关管上的电压几乎没有过电压尖峰，对开关管更加安全（如果有回馈能量的去磁绕组时，工作绕组和回能绕组之间漏感能量会使工作绕组产生相应的过电压，影响钳位的效果，为了避免这种影响，需要另加吸收电路）。
（2）变压器初级电路半导体器件承受的电压等于转换器的输入电压
Ui。
例如，开关管V1 与二极管D3 串联承受电压Ui，当开关管V1 导通时D3 承受的电压为Ui 当D3 导通时V1 承受的电压为Ui 所以：
式中Uvmax、UDmax——相应半导体器件承受的最大峰值电压。
当前级的输出电压为400V 时，即Ui＝400 V，则开关管V1、V2 和续流二极管D3、D4 可以选用500 V 的器件（相应的单管正激式电路需要用1000 V 的器件）。
可见双管正激式转换器要求器件的耐压较低。
因500 V 耐压器件的电流大，产品多，价格便宜，而且耐压相对低的器件开关速度较J 映，所以双管单端正激式转换器适合用于高电压输人（如800 V 或1000 V），大功率输出的场合（如10 kW）。
（3）双管正激式转换器的两只开关管无直通短路的危险。
两只开关管。
浅谈脉冲驱动变压器
浅谈脉冲驱动变压器
在开关电源设计中，常常会用到驱动变压器来实现隔离、浮地、增大驱动能力等目的，是电源中非常重要的一部分，如果设计不好直接决定整个项目的成败，以及电源产品的品质好坏。
1、采用驱动变压器的原因
在开关电源设计中有较常用的电路拓扑：外驱BUCK、外驱BOOST、推挽、半桥、全桥、双管反激、双管正激等，这些电路拓扑中的开关管需要浮地、或互补、或同频同相同幅驱动，在手头只有较常规的单输出PWM控制芯片，又不想再增加成本引进新驱动芯片的情况下，采用驱动变压器是最好的选择，它不仅用作开关电源半导件元器件的驱动电脉冲（如功率MOSFET 或IGBT），还可用作电压隔离和阻抗匹配。
此外，在二次侧同步整流管的驱动电路也常常选择使用驱动变压器来实现他激驱动控制。
其实大多数开关电源加驱动变压器的最主要目的是为了隔离和实现浮地，上管跟下管不共地时，IC只能直接推动下管，上管就必须隔离驱动了。
其实，现在也有很多专用的隔离驱动IC，也可以获得和驱动变压器相近的效果，但是这种集成的隔离驱动IC有些明显的缺陷，就是导通和关断有很大的延迟、需要增加额外的驱动电源、以及设计难度大。
而驱动变压器则不同，这种变压器耦合方式的优点是延迟非常低，无需增加额外的驱动电源，而且通过匝比设计，还可以在很高的压差下工作。
相比于专用的隔离驱动IC，这种变压器驱动可设计的方式更多样，可以随时调整。
图1驱动变压器电路图。
用变压器做驱动的一些问题
用变压器做驱动（一般用于大功率全桥开关电源或双管正激开关电源等等），大家一般都认为在硬件上比较简单，但头痛的是，波形比较难把握，也就是通过变压器，出来的波形失真很大；当然，加一些东西，如有源钳位等，波形好了，但电路也就不简单了。
也许是挡不住的诱惑，我花了一点时间做了些实验，现将遇到的问题提出来，请各位大侠畅所欲言。
我之前用过用EE20-EE22磁芯绕，变比1：1，一般是初级次级都绕30T左右，但波形不理想。
我查了很多资料，发现，驱动变压器其实一般是工作在正激模式下，这就要求电感量尽可能大些，有利改善传输，所以，这次用了一个直径约20MM的高导磁环，初级都绕25圈，次级30T，电感量达到8-10mH,漏感很小，只有1.8uH，输入端直接接到3525的11脚或14脚，发现波形比以前有很大的改善，详见下图：上升下降时间，在空载时都在35-40nS左右。
空载下降时间27.6nS接上7A800V小功率MOS管和40A IGBT管时的情况如下：回复1帖现在的问题有二个：一、以我上面的电路，从示波器上看，出来的电压是14Vpp ，也就是正7V ，负7V ，那么我们怎样来理解这一对电压，如看成MOS 管开通时+7V ，关断时-7V ，我想，就有一个问题了，因为+7V 时对MOS 管来讲，导通是不可靠的。
二、电路中有二个用于限压的稳压管，按理说，变压器次级出来的电压峰值在14以上，用二个12V 的稳压管，就可以钳位在12.7V ，很多图上都是用12V 或15V 的，但我实际试的结果是，用12V 或15V 根本没有限压效果，现在我用了6.2V+6.2V ，才钳位到14Vpp ，这也是一个难解之迷。
如上问题，请各位高手指教。
回复2帖老师我是新手没什么技术，发几个图看看对你有没有帮助。
这个就是用3个EC42全桥能输出3-5KW 工作频率100KHZ 的推动变压器和外为电路。
是ZX7逆变焊机的推动变压器。
回复5帖回复6帖这个是3525加8050-8550-IRFZ24N-IRF9Z24N用24V供电推这个推动变压器回复7帖神舟兄，看来你对焊机比较熟悉，我想，能不能买台焊机改成大功率直流电源？回复14帖焊机是稳流限压，改成稳压的深度闭环不知道行不行啊回复17帖这位兄台能不给我一份这个3525的全部原理图啊？我有个旧的机器用的就是3525驱动，想研究一下能改成12V的电源不回复46帖第06章控制电路工作原理回复56帖第07章 驱动电路的工作原理 回复57帖送给你 回复58帖这位师傅太丈意 感谢啊 请教下你是做什么的方便交个朋友吗？ 回复62帖电源用的不就是变压器驱动回复59帖这个板子搞的不错嘛！回复9帖波形很好！要想提高输出电压可以增加次级匝数或者是取消负压。
「开关电源电路分析」双管正激同步整流直驱电路分析
「开关电源电路分析」双管正激同步整流直驱电路分析双管正激同步整流直驱电路分析双管正激变换器电路图如图1 所示。
双管正激变换器结构简单，由开关管VT1、VT2，二极管D1、D2；同步整流管SR1、SR2，变压器，电感L，电容C和负载R组成。
图1 双管正激直驱同步整流电路双管正激直驱同步整流主要波形图电路图双管正激同步整流变换器各点的波形和工作过程如图2 所示。
当双管正激变换器工作在电感电流连续导电模式时，在一个开关周期中，双管正激变换器可以分为三个工作过程。
(1) 第一阶段(t0~t1)：在t0时刻，开关管VT1、VT2导通，流过的电流为次级折算到初级电流和励磁电流之和，即iN1=IO/n+im变压器原边绕组的电压为上正下负，D1、D2截止，每个二极管承受电压为Vi；与其耦合的副边绕组电压也为上正下负，且uN2=Vi/ n，SR1栅极电压为Vi/n，SR1导通；SR2的栅源电压Vds1为负值，(Vds1为SR1的导通压降，Vds1值很小可以近似为零)SR2关断，SR2漏源承受的电压为Vi/n。
电感电流线性上升，上升率为(Vi/n-VO)/L。
流过二极管SR1和L的电流相等，流过最大电流为Vo/(nRo,min)。
输入电能通过同步整流SR1传递给负载，同时将部分能量储存在输出回路中的储能电感L中，直到t1时刻，开关管VT1、VT2关断；(2) 第二阶段(t1~t2)：t1时刻，VT1、VT2关断后，每个开关管两端所承受的电压为Vi。
原边绕组电压为上负下正，D1、D2导通，存储在漏感中的所有能量通过两个二极管D1、D2回馈给电源，流过D1、D2的电流为励磁电流。
副边绕组电压为上负下正，且uN2=-Vi/n，SR2栅源电压为Vi/ n，SR2导通，流过SR2和L的电流相等；SR1栅极电压为负，SR1关断，承受的反向电压为Vi/n。
此时，储能电感L将储存的磁能变为电能，通过同步续流管SR2继续向负载供电。
双管正激拓扑的工作原理和设计举例
双管正激拓扑一．概述双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。
经过实践证明，这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。
是一种非常优秀的拓扑电路。
二．简介双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时关断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin的作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，从而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相对较低耐压的功率MOSFET管，成本低，而且较低耐压的功率MOSFET的导通电阻小，可以进一步提高效率。
三．应用范围双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。
四．基本工作原理和关键点的波形双管正激变换器的拓扑结构如图1所示，其中Cin为输入直流滤波电解电容，Q1和Q2为主功率开关管，D1、D2和C1、C2分别为Q1和Q2的内部寄生的反并联二极管和电容，D3、C3和D4、C4分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑Q2的漏极与散热片间的寄生电容，T为主变压器，DR和DF为输出整流及续流二极管，Lf和Co输出滤波电感和电容。
图1 双管正激变换器的拓朴结构首先，下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程：（1）模式1：t0~t1在t0 时刻Q1 和Q2 关断，此时D3 也是关断的。
初级的励磁电感电流和漏感的电流不能突变，必须维持原方向流动，因此C1，Ch （散热片寄生电容）和C2充电，其电压从0 逐渐上升， C3 和 C4 放电，其电压由Vin 逐渐下降。
4231C C Lp C C i i i i i -==-in c C V u u =+31in C C V u u =+4223C C Lpu u dt di Lp -=333C C i dtdu C = 111C C i dtdu C = 222C C i dtdu C = 444C C i dt du C = 初始值：()001=C u ，()002=C u ，()in C V u =03，()in C V u =04，()00M Lp I i =由上面公式可得：423132C C C C u u C C ++=∆∆ (1) 在理想的模型下，21C C =，43C C =，4231C C C C +=+所以在t1时刻C3和C4的电压下降到0，同时 C1 和C1 的电压上升到Vin ，D3和D4 将导通，系统进入下一个过程。
变压器的绕制方法与注意事项电工基础
变压器的绕制方法与留意事项 - 电工基础1、一般分层绕法：一般的单输出电源，变压器分为3个绕组，初级绕组Np,次级绕组Ns,帮助电源绕组Nb；当有用一般分层绕法时，绕制的挨次是：NpNsNb，当然也有的是接受NbNsNp的绕法，但不常用。
此种绕法工艺简洁，易于把握磁芯的各种参数，全都性较好，绕线成本低，适用于大批量的生产，但漏感稍大，故适用于对漏感不敏感的小功率场合，一般功率小于10W的电源中普遍有用这种绕法2、三明治绕法三明治绕法久负盛名，几乎每个做电源的人都知道这种绕法，但真正对三明治绕法做过深化争辩的人，应当不多。
信任很多人都吃过三明治，就是两层面包中间夹一层奶油。
顾名思义，三明治绕法就是两层夹一层的绕法。
由于被夹在中间的绕组不同，三明治又分为两种绕法：初级夹次级，次级夹初级。
先来看第一种，初级夹次级的绕法（也叫初级平均绕法）挨次为Np/2,Ns,Np/2,Nb，此种绕法有量大优点，由于增加了初次级的有效耦合面积，可以极大的削减变压器的漏感，而削减漏感带来的好处是显而易见的：漏感引起的电压尖峰会降低，这就使MOSFET的电压应力降低，同时，由MOSFET与散热片引起的共模干扰电流也可以降低，从而改善EMI；由于在初级中间加入了一个次级绕组，所以削减了变压器初级的层间分布电容，而层间电容的削减，就会使电路中的寄生振荡削减，同样可以降低MOSFET与次级整流管的电压电流应力，改善EMI。
其次种，次级夹初级的绕法（也叫次级平均绕法）挨次为Ns/2,Np,Ns/2,Nb。
当输出是低压大电流时，一般接受此种绕法，其优点有二：1、可以有效降低铜损引起的温升：由于输出是低压大电流，故铜损对导线的长度较为敏感，绕在内侧的Ns/2可以有效较少绕线长度，从而降低此Ns/2绕组的铜损及发热。
外层的Ns/2虽说绕线相对较长，但是基本上是在变压器的外层，散热良好故温度也不会太高。
2、可以削减初级耦合至变压器磁芯高频干扰。
单端正激式激励变压器的分析(2)
单端正激式激励变压器的分析（2）
三种振动方式的归一化方程为：
临界阻尼振动k1=1U1′(t)/U0=[1-(1+2△)2πX1]
过阻尼振动k1>1 式中：k1=/2R1′为阻尼因子
△=R1′τp/L△为反冲因子
X1=tb/T1为相对时间常数
tb为磁复位时间T1=在U1′(t)电压方程的基础上，能够导出变压器磁恢复时间的表达式，但电路规划均在过阻尼状况，则可得到如下表达式：tb=L△/R1′ln[10(△+R1′2C/L△)]
变压器规划关键
(1)在图1电路中，脉冲源和负载均为场效应管，其输入电容较大，一般采用减小L△来加快磁复位，但减小电感简单引起欠阻尼振动，严峻时会导致V2场效应管二次导通或截止不充分，因此有必要操控初级电感值，确保变压器能到达磁复位和不呈现欠阻尼振
荡，在操控电感值还不能到达满足成果时，能够调整次级并联电阻R1;当R1减小时，振动会消失，但恢复时间会延伸，所以电路和变压器两者之间应具有调整规模，以确保在不呈现振动的前提下变压器磁状况也得到复位，最佳状况应当是临界状况，但电路很难规划在临界状况作业。
(2)在规划单端正激式鼓励变压器时铁心挑选也十分重要，一般要求铁心具有较高的磁通密度增量
△B值，较小的铁心损耗和较低的脉冲磁导率μP值;能用于鼓励变压器的铁心资料有铁氧体，铁基非晶，1J6721，1J34Kh 等，频率较高时能够选用铁氧体罐形磁心，频率较低时能够选用铁基非晶，1J6721，1J34Kh等铁心。
正激变压器绕制 -回复
正激变压器绕制-回复
正激变压器的绕制类似于普通变压器的绕制，但需要注意一些不同之处。
1. 一般来说，正激变压器的绕制需要采用高温绝缘线，以便能够承受高温和高频的工作条件。
2. 在正激变压器的绕制中，需要注意两个绕组之间的相位关系。
一般来说，主绕组和副绕组之间应该相差90度的相位，以便实现正激变压器的工作。
3. 在绕制正激变压器时，需要注意绕组的匝数比。
一般来说，主绕组的匝数应该比副绕组的多一些，以便实现正激变压器的升压功能。
4. 正激变压器的绕制中，需要注意线材的产生的损耗。
为了降低线材产生的损耗，可以采用大截面的铜线来绕制变压器。
总之，正激变压器的绕制需要考虑很多因素，只有在细心设计和精心制造的基础上才能保证其可靠性和性能的稳定。
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用. 下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法: 规格:输入电压Vin=400V(一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右) 输出电压Vout=12V输出功率Pout=1200W效率η=85%开关频率Fs=68KHz最大占空比Dmax=0.35第一，第一，选择磁芯的材质选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下:因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%(Bs-Br), ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%(Bs-Br)，则最大磁通变化量ΔB=(390-55)*0.6=201mT,即0.201T第二，确定磁芯规格根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku)其中:Aw为磁芯的铜窗口截面积(cm2)，Ae为磁芯的有效截面积(cm2)，Ps为变压器的视在功率(W)，J为电流密度(A)，Ku为铜窗口占用系数对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2铜窗口占用系数Ku取0.2J=600A/cm2,Ku=0.2 ΔB=0.20T，代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下:第三，计算匝比、匝数1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf)其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V得匝比N=(400*0.35)/(12+0.8)=10.9375,取匝比N=11验算最大占空比Dmax，最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.3522. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106得初级匝数NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*106)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(0.201*213)=48.36Ts,取49Ts3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11=4.45Ts4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np,初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts考虑到输入电压较高，采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力，无需消磁绕组。
实验二 正激变压器的绕制
实验二 正激变压器的绕制
一、 实验目的
1， 掌握变压器线圈的设计方法 2， 掌握正激变压器的绕制方法 3， 掌握变压器参数的测试方法
4， 掌握变压器线圈的绕法对寄生参数的影响 二、 实验内容
1， 变压器线圈绕法的设计 2， 变压器线圈的绕制 3， 变压器气隙的调整 4， 变压器参数的测量 三、 实验仪器与设备
1， 手摇式绕线机 2， 数字式LCR 电桥 3， 电烙铁
4， EE-25骨架及磁芯
5， 0.31mm 漆包线，0.25mm 漆包线 四、 实验原理图
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五、 实验步骤
1， 确定变压器线圈的绕制方法 2， 设计变压器线圈的结构分布 3， 根据设计的线圈结构绕制变压器
4，测试变压器的参数
5，测试变压器的同名端
6，记录数据，完成报告
六、实验报告
1，画出所绕变压器的线圈结构，并说明采用此种绕法的理由。
七、思考题
1，正激变压器复位绕组的作用？
2，从测试的结果来看，绕组的电感量与绕组的匝数有什么关系？。
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单端双管正激的驱动变压器绕法分析
很多工程师都认为常用的变压器绕法就那么两种，普通的叠层绕法与三明治绕法，没有什么可讨论的。
其实不然，从这两种变压器基本绕法衍生出来许多的绕法，对电路的影响各不一样。
这一帖里面我们专门来讨论驱动变压器驱动变压器的绕法，争取尽量的深入点，还请网友们多给点意见。
一般的书上对驱动变压器都是很少介绍，算法与绕制工艺都是简单一笔带过。
但是驱动变压器的设计是电源中非常重要的一环，如果设计不好甚至会决定整个项目的成败。
驱动变压器的计算可以按照正激的方式，这里我们不作讨论，重点来说说绕制技术。
驱动变压器主要作用是隔离驱动，将波形传递给需要浮地驱动的几路MOSFET，如果绕制工艺设计不好，会导致波形严重失真，造成很大的干扰，影响效率与EMC。
下面我以单端单端双管正激的驱动变压器为例，来试着分析各种绕法的优缺点。
下面来看第一种绕法
这个是普通的次级夹初级绕法，大家看看有哪些优缺点?
从图中可以看到，普通的夹层绕法就是两次夹一原
优点：变压器的绕制工艺简单，绕组的用铜量少，成本低廉，可用于中小功率场合缺点：当用于传输的波形频率较高时，特别是大功率电源大功率电源的驱动时，容易产生失真，上升沿与下降沿时间变长，且有明显的振荡。
有网友提出了双线并绕，其实双线并绕也有几种绕法，先看第一种：次级包初级
绕法二：初级包次级
绕法三：三明治绕法的初级包次级。