共模滤波器设计指南

共模滤波器设计指南

简介

选择共模滤波器的元件值不需要很复杂的过程。可使用标准过滤器排列来取得相对简单和直观的设计过程，虽然这些排列可能经过修改以使用预先定义好的元件值。

概述

线路滤波器防止在电子设备和AC线路之间产生过多噪音；一般而言，重点还是对AC 线路的保护。图1显示了在AC线路（通过全阻抗匹配电路）和（噪音）电源转换器之间使用共模滤波器的情况。共模噪音（噪音在接地的两条线路上同时产生）的运动方向是从负载端进入滤波器，这样两个线路共有的噪音得到很大衰减。最后，滤波器加到AC线路（通过全阻抗匹配电路）上的输出小到可以忽略不计。

图1 通用线路滤波

设计共模滤波器必须设计两个相同的差动滤波器。其中每个滤波器分别对应两极的线路，而每一边的感应器分别耦合一个磁芯。

图2 共模感应器

对于差动输入电流（从A到B的输入是沿L1，从B到A是沿L2），两个感应器之间的耦合净磁通量为0。

任何差动信号引起的自感应是两个滤波器耦合不好引起的。滤波器作为独立元件工作，其漏感对差动信号做出响应：漏感衰减了差动信号。

当感应器L1和L2收到接地的同一电极的相同信号，它们都会在共用的磁芯中产生一个非零的净通量。两个感应器于是作为独立元件工作，其共同的自感应对共同的差动信号做出响应：共同的自感应衰减了共同的差动信号。

一阶滤波器

设计最简单、最便宜的滤波器是一阶滤波器。这种滤波器使用单个反应元件来储存波谱能量的特定波段，而不将能量传递到负载。在低通共模滤波器中，使用的反应元件是共模线圈。

滤波器的自感应值是用负载（单位：欧姆）除以信号将衰减时及超过这一水平的角频率。例如，在50欧姆的负载中，当频率达到4000HZ或以上水平时候信号开始衰减，则需要使用1.99mH（50/（2π×4000））的感应器。其相应的共模滤波器配置如下图：

图3 一阶（单极）共模滤波器

频率达到4000HZ时，衰减量为3dB，每增加8HZ，衰减6dB。由于最主要的感应器对一阶滤波器的依赖性，因此必须考虑线圈自感应的变动。例如，额定自感应值变动±20%意味着名义33dB，4000HZ的频率其实际范围在3332-4999HZ。典型做法是规定共模滤波器的自感应值为最小值，这样就保证了交叉频率不会升得太高。但是，在选择一阶低通滤波器的线圈时要加以注意，因为比典型和最小值高得多的自感应值可能限制线圈可使用的衰减波段。

二阶滤波器

二阶滤波器使用两个反应元件，它与一阶滤波器相比有两个优势：1）理论上，二阶滤波器在切断点后每增加8HZ，衰减12dB（是一阶滤波器的4倍）。2）它在超过感应器自身的共振频率的情况下提供更大的衰减。

图4 二阶（双极）共模低通滤波器分析

二阶滤波器的设计与一阶滤波器相比，需要更加注意和分析，从而在截止点处获得适当的响应。而对于前文提到的更高频率的情况关注就少一些。

高阶滤波器操作中的一个关键因素是在角频率下的衰减特征。假设滤波器的元件都是紧密耦合的，线圈自身的耦合也是合理的（我们期望达到的条件），则截止点处的插入损耗可能非常大（几个dB），而且，定时响应也会很慢且摇摆不定。另一方面，交叉点的插入损耗可能低于预计的-3dB（衰减3 dB），这样瞬间响应很不错，而在角频率及其下的频率响应会小于理想的平滑水平。

设计二阶滤波器的时候，阻尼系数（通常用希腊字母ξ表示）既能描述某一角频率下的插入损耗，也能说明滤波器的定时响应。图5是各种阻尼系数ξ对应的频率/插入损耗图。

图5 各种阻尼系数ξ对应的二阶频率响应

随着阻尼系数ξ变小，在该角频率下的插入损耗变大，理想的0阻尼限值是无穷大的插入损耗。真实元件的内在寄生效应减少了理想元件的插入损耗预期。但在接近关键截止点的范围内（正负几十HZ），裁剪频率响应仍然是理想滤波器参数（如频率，电容、感应系数、电阻等）的有效功能。

对某些滤波器而言，可能需要维持设计和阻尼特征以满足特定的性能要求。然而，对于很多真正的电源线滤波器，阻尼系数为1（或更大）并且截止频率与计算的理想值相差不超过8HZ，则该滤波器可以提供适当的滤波。

下面是二阶低通滤波器设计的例子：

1 确定要求的截止频率

举个例子说，假如我们有一款开关电源（使用在UL478标准所涵盖的设备之中），在60K HZ的频率下，比预期应用所允许的噪音高出24dB，那么对于二阶频率滤波器（每增加8HZ，衰减12dB），则期望的角频率为15K HZ。

2 确定截止频率下的负载电阻：假设R L为50欧姆。

3 选择期望的阻尼系数：

选择最小值0.707，这样在角频率下既能提供3dB的衰减，也能对滤波器响声进行适当控制。

4 计算要求的元件值：（略）

5 选择可用的元件

C=0.05μF(比设计数值缩小300%，仍满足UL478/CSA C22.2 No. 1标准中对漏电流要求的最大标准电容值)

L=2.1mH（约比设计数值大300%，以补偿电容的减少：见coilcraft公司企业标准，编号E3493-A）。

6 计算真实频率，阻尼系数和所选择元件的衰减：（见原计算公式）

ξ=2.05（数值为1或以上均可接受）

衰减=12dB/8HZ×16HZ=24dB

7 最后得到的滤波器即为图4中的滤波器，其主要参数为：

L=2.1mH，C=0.05m F，R L=50。

备注：阻尼系数如果比1大很多，可能引起不可接受的以低频率进行高衰减，而如果阻尼系数比0.707小很多，可能造成不必要的响声，滤波器自身也可能产生噪音。

三阶滤波器

理论上讲，三阶滤波器在截止点以上（如果三个角频率不同步，则正好在截止点处）每增加8HZ，衰减18dB。这是多阶滤波器优势最明显的方面。最大的劣势是成本问题，因为现在需要三个反应元件。一般而言，超过三阶的滤波器由于成本高，一般很少使用。

图6 三阶（三极）共模低通滤波器分析，其中ω1 ,ω2,和ω4与ω0 同步，频率均为-3dB。

图7 前三阶（一阶、二阶、三阶）低通滤波器及其Butterworth 排列

普通滤波器的设计早就采用了标准排列技术，如Butterworth （“最平滑”）排列。图6是对三阶低通滤波器的Butterworth排列的一般分析和元件关系。Butterworth排列提供固有的ξ=0.707，并且在交叉频率下其衰减为-3dB。前三阶（一阶、二阶、三阶）低通滤波器的Butterworth 排列如图7所示。

线路滤波器的实际不需要严格地依据Butterworth排列（尽管这样的排列为设计提供了良好基础）；而且，由于电子设备的漏电限制（限制了接地滤波器的电容量），因而经常需要对排列进行调整，但可以按下述方法简化：

1 首先设计一个二阶滤波器，阻尼系数ξ≥0.5。

2 在二阶滤波器和噪音负载之间加入第三极（角频率满足预期要求）：

L=R/（2πf c）

此处的f c为预期的角频率。

设计程序

以下的例子确定了三阶滤波器所要求的元件值（与前面三阶滤波器设计例子中的要求一样）

1) 列出预期的角频率、负载电阻

选择f c=15000HZ R L=50Ω。

2) 设计一个二阶滤波器（见上面二阶滤波器部分的设计例子），其ξ=0.5。

3）设计第三极：R L/（2πf c）=L2

代入数字：50/（2π15000）=0.531mH

4）选择可用的元件并检查得到的截止频率和衰减：

L2=0.508mH（见coilcraft公司企业标准E3506-A）

F n=R/(2πl1)=15665HZ

60KHZ情况下的衰减为24dB（二阶滤波器）+2.9dB/8HZ×48HZ=41.4dB

5）最后得到的滤波器即为图6中的滤波器，其主要参数为：

L1=2.1mH，L2=0.508mH，R L=50Ω。

结论：

可以使用滤波器的转换功能系数（元件值）来计算特定滤波器的排列，以取得特定阻尼系数。