环路补偿很容易
tl431环路补偿电容取值
tl431环路补偿电容取值TL431环路补偿电容取值TL431是一种经典的三端稳压器，广泛应用于各种电源电路中。
为了提高其稳定性和响应速度，通常需要在TL431环路中添加补偿电容。
本文将详细探讨TL431环路补偿电容的取值问题。
一、TL431环路补偿的作用和原理在TL431三端稳压器中，补偿电容的作用是提高控制环路的相位裕度，从而增强系统的稳定性和响应速度。
当负载变化时，补偿电容可以起到缓冲和滤波的作用，使得稳压器的输出电压更加稳定。
补偿电容的取值需要考虑到TL431芯片的内部电容和外部电容的综合效果。
通常情况下，补偿电容的取值范围在几十皮法到几百皮法之间。
二、TL431环路补偿电容的取值方法1.根据TL431芯片的手册或者应用笔记，可以找到一些经验公式或者推荐取值。
例如，一些经验公式可以根据输出电压、负载电流和补偿电容的取值来计算。
2.根据实际应用中的需求和性能要求，结合系统的工作频率和稳定性要求，进行补偿电容的取值。
一般来说，频率越高，补偿电容的取值应该越小，以提高系统的响应速度。
3.通过实际测试和调试，逐步调整补偿电容的取值，使得系统的稳定性和响应速度达到最佳状态。
在调试过程中，可以通过观察系统的稳定性和响应速度来判断补偿电容的取值是否合适。
三、TL431环路补偿电容的影响因素1.负载变化：负载电流的变化会对补偿电容的取值产生影响。
当负载电流变化较大时，补偿电容的取值应该相对较大，以提高系统的稳定性。
2.工作频率：工作频率越高，补偿电容的取值应该越小。
因为在高频率下，补偿电容会对系统的响应速度产生较大的影响。
3.温度变化：温度的变化会对补偿电容的取值产生一定的影响。
在高温环境下，补偿电容的取值可以适当增大，以提高系统的稳定性。
四、TL431环路补偿电容的实际应用案例以一个5V输出的TL431稳压器为例，假设负载电流变化范围为0-1A，工作频率为100kHz。
根据一些经验公式和实际测试，可以选择补偿电容的取值为100pF-330pF。
buck电流环路补偿方式导致时间不变的
buck电流环路补偿方式导致时间不变的我们来了解一下什么是buck电流环路补偿方式。
Buck电路是一种降压型的开关电源，它通过控制开关管的导通时间和截止时间来调节输出电压。
而电流环路补偿方式是一种用于提高系统稳定性和响应速度的控制技术。
它通过对电流环路进行补偿，使得系统在电流变化时能够快速稳定地达到设定值。
在buck电流环路补偿方式中，通过对电流环路进行补偿，可以有效地减小电流环路的不稳定性和响应时间，从而提高系统的稳定性和响应速度。
这种补偿方式主要通过增加一定的相位裕度和增益裕度来实现。
具体来说，buck电流环路补偿方式主要包括两个方面的补偿：零极点补偿和增益裕度补偿。
零极点补偿主要是通过在控制环路中增加一个或多个零点和极点来改变控制环路的传递函数，从而提高系统的稳定性和响应速度。
而增益裕度补偿则是通过增大控制环路的增益裕度，使得系统能够在电流变化时更快地达到设定值。
那么为什么buck电流环路补偿方式会导致时间不变呢？这是因为在buck电流环路补偿方式中，通过增加零极点和增益裕度，可以使得系统的稳定性和响应速度得到提高。
而稳定性和响应速度是衡量系统性能的重要指标之一，它们与时间密切相关。
因此，在buck 电流环路补偿方式下，尽管系统的稳定性和响应速度得到了提高，但时间却保持不变。
总结起来，buck电流环路补偿方式是一种通过增加零极点和增益裕度来提高系统稳定性和响应速度的控制技术。
尽管在这种补偿方式下系统的稳定性和响应速度得到了提高，但时间却保持不变。
这是因为稳定性和响应速度与时间密切相关，通过增加零极点和增益裕度可以改善这些指标，但时间本身并不会受到影响。
希望通过本文的介绍，读者对buck电流环路补偿方式以及其导致时间不变的原因有了更加清晰的了解。
这种补偿方式在实际应用中具有重要的意义，可以有效地提高系统的性能和稳定性。
未来的研究中，我们还可以进一步探索buck电流环路补偿方式的优化方法，以进一步提高系统的性能和稳定性。
环路计算,补偿和仿真
BUCK 电路的环路计算，补偿和仿真Xia Jun 2010-8-14 本示例从简单的BUCK 电路入手，详细说明了如何进行电源环路的计算和补偿，并通过saber 仿真验证环路补偿的合理性。
一直以来，环路的计算和补偿都是开关电源领域的“难点”，很多做开关电源研发的工程师要么对环路一无所知，要么是朦朦胧胧，在产品的开发过程中，通过简单的调试来确定环路补偿参数。
而这种在实验室里调试出来的参数真的能满足各种实际的使用情况吗？能保证电源产品在高低温的情况下，在各种负载条件下，环路都能够稳定吗？能保证在负载跳变的情况下收敛吗？太多的未知数，这是产品开发的大忌。
我们必须明明白白的知道，环路的稳定性如何？相位裕量是多少？增益裕量是多少？高低温情况下这些值又会如何变化？在一些对动态要求非常严格的场合，我们如何折中考虑环路稳定性和动态响应之间的关系？有的放矢，通过明确的计算和仿真，我们的产品设计才是科学的，合理的，可靠的。
我们的目标是让产品经得起市场的检验，让客户满意，让自己放心。
一切从闭环系统的稳定性说起，在自动控制理论中，根据乃奎斯特环路稳定性判据，如果负反馈系统在穿越频率点的相移为180°，那么整个闭环系统是不稳定的。
很多人可能对这句话很难理解，虽然自动控制理论几乎是所有大学工科学生的必修课，可大部分是是抱着应付的态度的，学完就忘了。
那就再给大家讲解一下吧。
等式：V out=[Vin-V out*H(S)]*G(S)公式：VoutVin G S ()1G S ()H S ()⋅+G(S)/(1+G(S)*H(S))就称之为系统的闭环传递函数，如果1+G(S)*H(S)=0，那么闭环系统的输出值将会无限大，此时闭环系统是不收敛的，也即是不稳定的。
G(S)*H(S)是系统的开环传递函数，当G(S)*H(S)=-1时，以S=j ω带入，即获得开环系统的频域响应为G(j ω)*H(j ω)=-1，此时频率响应的增益和相角分别为：gain =‖-1‖=1angle=tan -1(0/-1)=180°从上面的分析可以看出，如果扰动信号经过G(S)和H(S)后，模不变，相位改变180°，那么这个闭环系统就是不稳定的。
3型环路补偿极点频率
3型环路补偿极点频率是指在控制系统分析中，利用3型环路补偿法确定的极点频率。
这种方法通常用于确定系统稳定性的边界，以及系统对外部输入的响应速度。
在3型环路补偿法中，通过在系统中引入一个补偿环节，以改变系统的开环增益和相位特性。
这个补偿环节通常由一个低通滤波器和一个高通滤波器组成，以实现频率选择性和相位延迟的精确控制。
极点频率是指当系统传递函数在复平面上存在一个零点时，该零点对应的频率。
在3型环路补偿法中，通过调整补偿环节的参数，可以使得系统的传递函数在复平面上存在一个零点，从而引入一个极点频率。
通过合理地选择极点频率，可以有效地改善系统的性能。
例如，通过将极点频率设置在系统的带宽频率范围内，可以使得系统对外部输入的响应更加快速和准确。
同时，通过合理地选择极点频率和系统的开环增益，可以有效地控制系统的稳定性边界，避免系统出现不稳定的情况。
需要注意的是，在实际应用中，3型环路补偿法的具体实现方法可能因系统和应用场景的不同而有所差异。
因此，在实际应用中，需要根据具体情况进行具体分析和设计。
LDO环路分析及补偿
目录一线性稳压源的大体结构 ........................... 错误!未定义书签。
二 LDO要紧参数.................................... 错误!未定义书签。
1. 负载调整率（Load Regulation）............ 错误!未定义书签。
2. 线性调整率（Line Regulation）............ 错误!未定义书签。
3. 压差（Dropout Votage）................... 错误!未定义书签。
4. 效率..................................... 错误!未定义书签。
三 LDO小信号分析.................................. 错误!未定义书签。
1. 误差放大器分析........................... 错误!未定义书签。
2. PMOS分析............................... 错误!未定义书签。
3. 反馈网络分析............................. 错误!未定义书签。
四各类补偿方式 ................................... 错误!未定义书签。
1. ESR零点补偿............................ 错误!未定义书签。
2. 内部米勒零点补偿......................... 错误!未定义书签。
3. 前馈补偿................................. 错误!未定义书签。
4. 三种方式同时补偿......................... 错误!未定义书签。
五总结 ........................................... 错误!未定义书签。
LDO环路分析及补偿Sim 2 仝刚低压差线性稳压器（Low Dropout Voltage Regulator，LDO）属于线性稳压器的一种，但由于其压差较低，相关于一样线性稳压器而言具有较高的转换效率。
开关电源的环路补偿(2017电源网交流会)
fp
1 2 R pullup Ccb
环路稳定性的影响因素
1. 补偿网络只是电源的一个部分，电源系统的稳定与动 态响应还和主功率部分参数有关。 2. 反馈补偿是建立在小信号的基础上的，对于大信号的 稳定性和动态响应还应该对电源系统进行整体考虑。 3. 反馈补偿环节是最容易导致系统不稳定的因素，但大 多并不是因为补偿了不正确的零极点。 4. 采样信号的滤波也是反馈回路设计的重要组成部分。 5. 电源中反馈回路的PCB布线，光耦和运放的供电都是 影响系统稳定性的重要因素。
开环传递函数：
T ( s ) G (s) H(s)= H Gvd ( s )Gc ( s ) Vm
闭环系统不稳定条件： 1+T ( s )=0
T (s) 1 o T应的相位值与-180°的差值 幅值裕度：当相位穿越-180°时对应的幅度值
3
180 110 f
4
110
5
110
6
110 10
7
7
PM =49.969
o
补偿网络设计
6. 确定电路参数
设：
R1 =10k
1 R （ 1 2 f p 0 ) 27nF
C2 =
1 R2 = 1.8k （ C 2 2 f z1 )
f z1 3kHz f z 2 6kHz f p 0 557 Hz f p1 7.2kHz f p 2 30kHz
1 f p1 2 R 2 C1
2型补偿
抵消系统极点作用
抵消ESR零点 作用
控制系统的 穿越频率
光耦与431的配合
应保证三极管侧电流在合理范围
Ic Vdd VFB =CTR I LED R pullup
环路计算,补偿和仿真
BUCK 电路的环路计算，补偿和仿真Xia Jun 2010-8-14 本示例从简单的BUCK 电路入手，详细说明了如何进行电源环路的计算和补偿，并通过saber 仿真验证环路补偿的合理性。
一直以来，环路的计算和补偿都是开关电源领域的“难点”，很多做开关电源研发的工程师要么对环路一无所知，要么是朦朦胧胧，在产品的开发过程中，通过简单的调试来确定环路补偿参数。
而这种在实验室里调试出来的参数真的能满足各种实际的使用情况吗？能保证电源产品在高低温的情况下，在各种负载条件下，环路都能够稳定吗？能保证在负载跳变的情况下收敛吗？太多的未知数，这是产品开发的大忌。
我们必须明明白白的知道，环路的稳定性如何？相位裕量是多少？增益裕量是多少？高低温情况下这些值又会如何变化？在一些对动态要求非常严格的场合，我们如何折中考虑环路稳定性和动态响应之间的关系？有的放矢，通过明确的计算和仿真，我们的产品设计才是科学的，合理的，可靠的。
我们的目标是让产品经得起市场的检验，让客户满意，让自己放心。
一切从闭环系统的稳定性说起，在自动控制理论中，根据乃奎斯特环路稳定性判据，如果负反馈系统在穿越频率点的相移为180°，那么整个闭环系统是不稳定的。
很多人可能对这句话很难理解，虽然自动控制理论几乎是所有大学工科学生的必修课，可大部分是是抱着应付的态度的，学完就忘了。
那就再给大家讲解一下吧。
等式：V out=[Vin-V out*H(S)]*G(S)公式：Vout Vin G S ()1G S ()H S ()⋅+G(S)/(1+G(S)*H(S))就称之为系统的闭环传递函数，如果1+G(S)*H(S)=0，那么闭环系统的输出值将会无限大，此时闭环系统是不收敛的，也即是不稳定的。
G(S)*H(S)是系统的开环传递函数，当G(S)*H(S)=-1时，以S=j ω带入，即获得开环系统的频域响应为G(j ω)*H(j ω)=-1，此时频率响应的增益和相角分别为：gain =‖-1‖=1angle=tan -1(0/-1)=180°从上面的分析可以看出，如果扰动信号经过G(S)和H(S)后，模不变，相位改变180°，那么这个闭环系统就是不稳定的。
环路反馈补偿电路波形为馒头波-概述说明以及解释
环路反馈补偿电路波形为馒头波-概述说明以及解释1.引言概述：环路反馈补偿电路是电子电路中常用的一种设计技术，通过反馈回路来修正电路中的非线性、漂移等问题，提高电路的稳定性和性能。
同时，电路波形在实际应用中也是一个重要的指标，能够反映电路的动态特性和响应速度。
在本文中，我们将讨论环路反馈补偿电路的原理，分析馒头波形的特征以及探讨环路反馈补偿电路波形为馒头波的原因，以期深入探讨这一重要的电路设计技术及其对电路性能的影响。
1.1 概述部分的内容1.2 文章结构本文将分为三大部分进行论述。
首先，在引言部分将对环路反馈补偿电路和馒头波形进行简要介绍，概述本文的研究内容和意义。
其次，在正文部分将详细讨论环路反馈补偿电路的基本原理和馒头波形的特征分析，重点探讨环路反馈补偿电路波形为馒头波的原因。
最后，在结论部分将总结环路反馈补偿电路的重要性，分析馒头波形对电路性能的影响，并展望环路反馈补偿电路波形研究的未来发展方向。
通过以上结构安排，旨在全面深入地探讨环路反馈补偿电路波形为馒头波的相关问题，为读者提供一份系统且有价值的研究文献。
1.3 目的目的部分旨在明确本文的研究目的和意义。
通过对环路反馈补偿电路波形为馒头波的原因进行深入探讨，我们旨在深化对环路反馈补偿电路工作原理的理解，探索其在电路设计和性能优化中的应用潜力。
同时，通过分析馒头波形的特征，我们可以更好地理解电路波形对电路性能的影响，并进一步指导工程实践中的电路设计和优化工作。
本文旨在为电路工程师和研究人员提供有益的参考和启发，推动环路反馈补偿电路波形研究的进一步发展，促进电路设计的创新和进步。
2.正文2.1 环路反馈补偿电路的基本原理环路反馈补偿电路是一种常用的电路设计技术，用于增加电路的稳定性和减小非线性失真。
其基本原理是通过引入反馈回路，将部分输出信号反馈到输入端，对输入信号进行调节，以控制输出信号的特性。
在环路反馈补偿电路中，一般采用负反馈的方式，即将一部分输出信号与输入信号进行比较，并生成误差信号，通过控制电路来减小这个误差，从而达到稳定的输出。
电源环路调节心得
P调节。
就是纯电阻，无C,L、这个调节就是个衰减，或者放大。
使得系统有静差。
开环增益加大，稳态误差减小，fc增大，过渡过程缩短，系统稳定性变差。
这种很少很少用。
改进一下，PI调节：消除静差。
打个比方，就是431的R和K之间放置2个元件，R串C。
好处就是提供了负的相角，因为有了一个极点一个零点。
极点在0点。
使得相角裕量减小所以，降低了系统的相对稳定性。
但是，穿越频率fc有所增加。
PD调节。
这个用的不多。
PD调节增大了系统的fc，导致系统响应加快，相位裕量增加。
高频时有噪声。
PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。
低频时提升静态性能，高频时提升稳定性以及响应速度。
反激中用的比较多的是改进型PI，也就是type II和III那么，理想的传函应该是什么样子：1.低频段：高增益，以减小静差2.中频段：fc附近，-20db，确保足够的相位裕量3.高频段：增益要小，以降低开关谐波极其噪声的影响。
如果此时-40db下降都无法解决，那么，再加低通滤波器。
如果此时TYPE II不足以提供足够的相位裕量，那么，上TYPE III试试。
归纳一下：低频段：稳态性能中频段：动态性能高频段：抗干扰性能fc大，则快速性好，但是抗干扰能力下降中频段最能反映系统的稳定性，快速性P：粗调，就是直流增益。
太大了就有可能震荡。
就是当前值与给定值做差，放大I：细调，将误差进行积分D：预测功能，这个，可以看自控书。
D大，就会产生毛刺。
判断当前值变化趋势，及时作出调整，减小调节时间，提高响应速度。
有N多种调节办法，但是灵魂就是P肯定是有的，有没有I,D那就看实际情况了。
实际上我们开关电源中就是用的改进型PI，也就是type II,type II.很少很少用到D。
D，就是在电源输出的地方，串RC到2.5V参考那个脚，我们一般不这么搞。
至于改进型PI调节，自控书上都有讲解，我就不罗嗦了。
关于type II,type III，GOOGLE上大把大把。
环路补偿很容易
响应
16
功Cl率ic级k 回to顾edit Master title style
电压模式降压 电流模式降压 电流模式升压 电流模式降压-升压
交越频率
相位裕量
• 控制环路的带宽决定了环路对于某种 瞬态状况的响应速度
• 通常都会优先选择较高的交越频率， 但存在着实际的限制。经验法则是将 其设定为开关频率的 1/5 至 1/10
• 0°（增益裕量） 时的衰减以及开关频率 下的衰减也是很重要的
• 需要充足的相位裕量以避免发生振荡 • 最佳的相位裕量是 52°
VOUT
=
VIN
⋅
D 1− D
⋅
NS NP
6
C极li点ck/零to点e回d顾it Master title style
单个极点 单个零点 反相零点 (Invertedቤተ መጻሕፍቲ ባይዱZero) 右半平面零点 共轭复极点
7
C单li个ck极t点o edit Master title style
1 H(s) =
s 1+
Click to edit Master title style
环路补偿很容易
1
C课li程ck的t目o 的edit Master title style
� 确定功率级特性 � 说明 Type II 补偿 – 电流模式 � 阐述 Type III 补偿 – 电压模式 � 补偿电流模式降压 � 找出交越频率和相位裕量 � 使用 Excel 补偿器设计工具
FREQUENCY (Hz)
45 0
-45 -90 -135
10
100
1,000
开关电源环路补偿
今天作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路.示意图:这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图.递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数.bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化二：单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。
C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰.串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮.并聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大三：环路稳定的标准.只要在增益为1 时(0dB)整个环路的相移小于360 度,环路就是稳定的.但如果相移接近360 度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360 度而产生震荡;2)接近360 度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.如下图所示:这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.四,如何设计控制环路?经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:1)画出已知部分的频响曲线.2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice,POWER-4-5-6.一些解释:已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10五,反激设计实例条件:输入85-265V交流,整流后直流100-375V输出12V/5A初级电感量370uH初级匝数:40T,次级:5T次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制假设用3842,传递函数如下此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.分两种情况:A)输出电容ESR较大输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade 的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.8K处功率部分的增益为-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大. Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升.三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K数值计算:8K处功率部分的增益为-20*log(5300/33)+20*log19.4=-18dB因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位fo为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.兰色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束. 我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.。
环路补偿问题
电源控制模块回顾我们在学校学习过的控制理论知识便知，所有控制系统均可以通过传输函数模块得到简化。
峰值电流模式控制电源转换器中的电压控制环路也不例外。
电压环路(TV(f)) 可以简化表示为不同传输模块的积（请参见图1）。
首先是功率级控制输出传输函数(GCO(f))，其表示为输出电压变化(∆VOUT) 与控制电压变化(∆VC) 的比。
请注意，该模块实际为脉宽调制(PWM) 调制器增益(K) 和电源输出滤波器增益(GF(f)) 的组合。
其次通常为控制传输函数(GC(f)) 的输出有时称作补偿传输函数，可以表示为∆VC与∆VOUT 变化的比。
如果使用了光隔离器，则也会有一个传输函数模块GOPTO(f)，其位于模块K 和–GC(f) 模块之间的连线上。
图1 简化后的电源电压环路模块结构图图 2 显示了一个峰值电流模式控制正向转换器的功能示意图，如图 1 结构图所示。
控制模块由一些虚线区分。
图2 简化后的电源电压环路结构图起初，峰值电流模式控制背后的想法是控制通过功率级电感的平均电流，从而使它看起来像是一个去除了双极的电流源，而该双极出现在输出电容(COUT) 和功率级电感(LOUT) 的交互作用之间。
图 3 显示了这种模型的控制结构图。
图3将电感建模为一个电流源的峰值电流模式控制图 2 的简化控制输出传输(GCO(f)) 函数表示如下。
其中，(a) 为变压器匝数比，而RLOAD 为转换器输出负载阻抗。
COUT 为转换器输出滤波器电容，而RESR 为COUT 的等效串联电阻。
由该控制输出传输函数，您会看到COUT 和RESR 交互作用之间有一个零点，并在RLOAD 和COUT 交互作用之间有一个极点。
随着时间的流逝，工程师在使用峰值电流模式控制时发现了一个大约在半开关频率(fs) 出现的GCO(f) 双极(fPP)。
下列方程式描述了峰值电流模式正向转换器的GCO(f)，包括fPP 的影响。
请注意，如果您使用网络分析仪对正向转换器进行分析时，您会发现这种传输函数并没有精确地匹配模型描述情况。
Boost变换器的环路补偿设计
皇 。昌
２７
图 １ Ｂｏｏｓｔ变换器的原理图
一
曲
一
其负反馈控制框图如图２所示 。
譬
图 ３ 不 加 补 偿 网络 的 Ｂｏｄｅ图
图 ２ Ｂｏｏｓｔ变 换 器 的 闭环 控 制 系统
其 中 Ｇ （ｓ）为 变换 器 的 占空 比 ｄ（ｓ）到 输 出 电压 Ｖｏ（ｓ）的传递 函数 ，Ｇ （ｓ）为 ＰＷＭ脉 宽调制器 的传递 函数 ，ｎ（ｓ）表示反馈 网络的传递 函数 ，Ｇ（ｓ）为补偿 网 络 的传 递 函数 Ｊ。
２ 本 次设计 的主要技术指标
输入 电压 ： ＝ＩＯＶ；输 出 电压 ｖｏ＝２０Ｖ；开关 频 率厂＝５０ｋＨｚ；电感 Ｌ＝２０ｕＨ，ＲＬ＝０．００５１１；电 容 Ｃ：
１０００ｕＦ，Ｒｃ＝０．００５１ ，Ｒｌ＝ｌＯｋｌ￣，Ｒ２＝ １０ｋ１ 。
＜电气开 关）（２０１８．Ｎｏ．４）
Ｂｏｄｅ图 ，如 图 ３所示 。
制 Ｂｏｄｅ图 ，验证 补偿 网络设 计 的正确 性 。
关键词 ：Ｂｏｏｓｔ变换 器 ；环路 设计 ；波特 图法 ；Ｍａｔｌａｂ仿真
中图分 类 号 ：ＴＮｓｉｇｎ ｏｆ Ｌｏｏｐ Ｃｏｍ ｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
ＺＨＡＮＧ Ｚｈｅｎｇ－ｇｅ
文 章编 号 ：１００４—２８９Ｘ｛２０１８）０４－００２６—０３
《电 气开 关 》（２０１８．Ｎｏ．４）
Ｂｏｏｓｔ变换 器的环路补偿设计
张正鸽 （广西大学 电气工程 学院 ，广西 南宁 ５３０００４）
摘 要 ：在 ＤＣ—ＤＣ变换器的设计中，为 了使得整个电路有一个更好的动 态性能和静态性能，需要对整个控制环
路进行补偿设计。但是 ，目前这种环路补偿的参数基本上都是通过 实验的方法获得而没有进行定量的计 算。本
开关电源环路补偿概述.docx
开关电源环路补偿概述一.环路基本结构上图中代表了最普遍的电压环路结构，由图上可得[%(S) — H(S)%(S)JG(S) = % (S)由上式可得传递函数V°”(S)_ G(s)%(S) 一1十H(S)G(S)其中H(S)G(S)被称为开环増益。
在环路发生IH 激振荡时，即V n (S)=O 时，V«n(S)不为零，则可得下式IH(S)G(S)l=l=OdB Z//(S)G(S) = -180°实际中的环路是不允许出现上述情况的。
二•波特图及相关概念波特图是线性非时变系统的传递函数对频率的对数坐标图，其横轴频率以对数尺度 (201g[A(jo)]，单位dB)表示，利用波特图可以看出系统的频率响应。
波特图一般是由两张 图组合而成,一张幅频I 哥表示频率响应增益的分贝值对频率的变化，另一张相频图则是频率响 应的相位对频率的变化。
波特图示如下。
G(S)V /v |J2o 1 + H(S)G ⑸%(S)]由此可得 1 + H(S)G(S) = 0T穿越频率(crossover frequency )：増益曲线穿越OdB 线的频率点，即上图标出的 “A(j3)二 OdB” 中的 3。
相位裕量(phase margin)：相位曲线在穿越频率处的相位和-180度之间的相位差，即上图 中ZA(j(o)+18O°所得角度。
增益裕量(Gain margin):增益曲线在相位曲线达到-180度的频率处对应的增益。
三.系统稳定性判据根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕最大于0度时，此系统是稳定的。
准则仁在穿越频率处，总开环系统要有大于30度的相位裕量。
准则2：为防止-2增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的 增益斜率应为-1 (-20dB/10倍频程)。
准则3：增益裕最是开环系统的模的度帚:，该变化可能导致曲线刚好通过-1点。
一般需耍 6dB 的增益裕量。
反激环路补偿电路参数计算
反激环路补偿电路参数计算反激环路补偿电路是一种常用于电力系统中的无功补偿方式，它可以有效地改善电力系统中的功率因数，降低谐波污染程度，提高电力系统的稳定性和可靠性。
在进行反激环路补偿电路参数计算时，需要考虑电力系统的负载特性、谐波分析、电压波动等因素。
下面将通过以下几个步骤详细解释反激环路补偿电路参数的计算方法。
1.确定无功补偿容量：反激环路补偿电路的主要目标是提供无功功率来补偿电力系统中的谐波电流。
根据系统的负载特性和谐波分析结果，可以确定无功补偿容量的大小。
通常，无功补偿容量可以根据负载功率因数和谐波分析得出的无功功率来计算。
2.选择适当的电容器：为了提供所需的无功功率补偿，需要选择适当的电容器。
在选择电容器时，需要考虑其额定容量、额定电压和额定频率等参数。
一般情况下，电容器的额定容量应为所需无功补偿容量的80%至120%。
此外，还需要考虑电容器的寿命、负载能力和自愈性能等因素。
3.计算电感线圈参数：电感线圈用于抑制电容器引入的谐波电流，因此需要计算电感线圈的参数。
电感线圈的参数计算涉及到系统的频率、电容器的容量和电感线圈的阻抗。
一般情况下，电感线圈的阻抗应与电容器的阻抗相等，以实现谐波电流的抵消。
4.确定电路拓扑结构：为了提高电力系统的稳定性和可靠性，需要选择适当的电路拓扑结构。
常见的反激环路补偿电路拓扑结构包括并联电容电感型和串联电容电感型。
并联电容电感型适用于负载电流较大的情况，而串联电容电感型适用于负载电流较小但谐波污染较严重的情况。
5.进行电路参数计算：在确定了无功补偿容量、电容器、电感线圈和电路拓扑结构后，可以进行电路参数的计算。
电路参数的计算包括电容器的额定容量、电感线圈的阻抗和电路的谐波频率等。
反馈环路补偿设计-简述实例(TL431 PC817)
15 .1
参数设计步骤（5）
5、确定EA补偿网络的零点和极点位置。 Fez=1/3Fc=500Hz Fep>3Fc=4.5kHz 取5k 6、计算反馈环路参数。 设R2=Vref/250uA=10K,则R1=R2*Vo/Vref=47k 取51k。 R4=Vf/1mA=1.2/1=1.2K.取1k。 R3≥(V0-Vf-Vref）/10=830.取 1k
参数设计步骤（6）
7、计算R5,C1,C2. R5=Axo*R1=15.1*51=770K 取680k C1=1/Fez*2*3.14*680k=468.3nF 取470nF C2=C1/2*3.14*680k*Fep=0.234nF 取270pF
补充说明
电路中的光耦传输比取100%。 调整动态补偿网络参数，一般是应用实验的方 法。这里是简单说了计算过程。
设计要点一
系统的反馈类型有电流型和电压型，应依照 相对应的工作模式确定传导函数。这里就已 电流反馈形式的PWM芯片为例介绍 在FALYBACK中又有CCM、DCM、RCM三 种电路工作模式。对于哪种模式的电路都不 重要，因为它取决于芯片自身。 在设计完成变压器、EMI滤波、安规元件、芯 片周围电路、输出电路后才能进行设计反馈 反馈电路结构中通常采用放大器+光耦形式
VC C +1 2
R R3
R1
A PC8 1 7
R4 C2 C1 R5 TL4 3 1 R2
参数设计步骤（1）
1.
确定输入到输出的DC增益 140 12V (1 0.48) N(1 D) R O 1A A DC 23 (1 D) R S (1 0.48) 1.5
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
Click to edit Master title style
环路补偿很容易
Click to edit Master title style 课程的目的
确定功率级特性
9说明Type II 补偿–电流模式9阐述Type III 补偿–电压模式9补偿电流模式降压
9找出交越频率和相位裕量9使用Excel 补偿器设计工具
9
降压/
•降压/ 隔离
正激式
升压•升压
降压-升压/
•反转极性/ 隔离反激式
正激式
正激式
正激式
单个极点
单个零点
(Inverted Zero)反相零点(Inverted Zero)右半平面零点
共轭复极点
Click to edit Master title style
控制环路基础知识
环路补偿介绍理想的控制环路实用的反馈理论
由误差放大器增益和
Click to edit Master title style
实用的反馈理论
•控制环路的带宽决定了环路对于某种
瞬态状况的响应速度
交越频率
•需要充足的相位裕量以避免发生振荡
•52°
相位裕量
•通常都会优先选择较高的交越频率，
但存在着实际的限制。
经验法则是将
1/5
最佳的相位裕量是
•低相位裕量将导致欠阻尼的系统响应
•较高的相位裕量则导致过阻尼的系统其设定为开关频率的1/5 至1/10
•0°（增益裕量）时的衰减以及开关频
率下的衰减也是很重要的
响应
Click to edit Master title style
功率级回顾
电压模式降压电流模式降压电流模式升压电流模式降压-升压
OUT
L
C
⋅OUT
OUT R
C
R
R K i
OUT R C ωL
R ωm L ⋅
Click to edit Master title style
误差放大器回顾
Type I 误差放大器Type II Type II
误差放大器Type II 跨导放大器Type III 误差放大器
V
1
FBT
COMP COMP C ⋅
V C
R COMP C
1
COMP FF
FBT R R >>
Click to edit Master title style
开关稳压器补偿
T II 电流模式降压–Type II 补偿电流模式升压–Type II 补偿电流模式降压-升压–Type II 补偿模yp 补电模式降电压模式降压
–Type II 补偿电压模式降压–Type III 补偿
调制器
Σ
•选择一个大的
择
•找出调制器跨导（单位：•选择一个目标带宽，通常为•设定中频段增益
•设定
OUT v
ˆC v ˆ
•选择一个大的
•找出调制器跨导（单位：
•找出最小输入电压和最大负载电流条件下的•将目标带宽设定为
•设定中频段增益
OUT v
ˆC v
ˆ
调制器
Σ
•选择一个大的
•找出调制器跨导（单位：
•找出最小输入电压和最大负载电流条件下的•将目标带宽设定为
•设定中频段增益
OUT v
ˆC v
ˆ
调制器
•与高
•选择一个大的•设定中频段增益•设定
•设定
•与低低
•选择一个大的•设定中频段增益•设定
•设定
OUT v
ˆC v
ˆ
误差放大器考虑因素 Click to edit Master title style
需要关注的是：
• 误差放大器必须驱动的阻抗 误差放大 必须 动的阻抗 • 误差放大器的带宽 • 误差放大器的开环增益 • LC C 滤波器的 Q 值
41
环路测量方法 Click to edit Master title style
测量选项
1: 瞬态响应测试
• 简单易行 • 无需专用设备
2: 伯德图
• 需要网络分析仪以获得完整的曲线图 • 可利用普通的测试设备获得关键性的数据 点
42
负载阶跃分析 Click to edit Master title style
瞬态测试 负载阶跃实例 伯德图与瞬态
43
瞬态测试 负载阶跃 Click to edit Master title style
用于瞬态测试的简单电路
VOUT
针对一个从 0V 至大约比 VOUT 高 5V 的脉冲幅度 及 100Hz 100H 左右的频率来 设置发生器。
负载将跟随 发生器的上升/下降时间。
RLoad
GND
脉冲发生器
增设用于设定最小负载的 DC 负载箱。
负载箱 VOUT/RLOAD 设定了 ΔI。
44
负载阶跃实例 Click to edit Master title style
典型的瞬态响应测试
负载电流 每格 1A
输出电压 每格 50 mV 时标 每格 100 μs
45
伯德图与瞬态响应对比案例一 稳定的稳压 Click to edit Master title style 器
fC = 10 kH kHz, PM = 65° 过阻尼
Vg = 3.6V 欠冲 134 mV 过冲 144 mV
每格 100 mV AC 耦合
VOUT
IOUT 200 mA
400 mA
每格 100 μs
46
伯德图与瞬态响应对比案例二 稳定的稳压 Click to edit Master title style 器
fC = 36 kH kHz, PM = 48° 临界阻尼
Vg = 3.6V 欠冲 68 mV 过冲 70 mV
每格 100 mV AC 耦合
VOUT
IOUT 200 mA
400 mA
每格 100 μs
47
伯德图与瞬态响应对比案例三 边际稳定性 Click to edit Master title style
fC = 61 kH kHz, PM = 17° 欠阻尼
Vg = 3.6V 欠冲 68 mV 过冲 64 mV VOUT
振铃指示 低相位裕量
每格 100 mV AC 耦合 IOUT 200 mA 每格 100 μs 400 mA
48
伯德图与瞬态响应对比案例四 Click to edit Master title style 不稳定的稳压器
fC = 27 kH kHz, PM = 8° 不稳定的稳压器
每格 100 mV AC 耦合 VOU
T
IOU
T
400 mA 200 mA
每格 100 μs
49
环路测量 Click to edit Master title style
网络分析仪测量 正弦波注入 穿越频率和相位裕量
50
。