SVPMW占空比计算(五段式七段式)
SVPWM的原理与法则推导和控制算法详解
SVPWM的原理与法则推导和控制算法详解SVPWM（Space Vector Pulse Width Modulation）是一种常用于电力电子系统中的调制技术，用于控制交流电机的转速和输出电压。
它通过在电机相电流中施加适当的电压向量来控制电机的输出。
SVPWM的原理基于矢量变换理论和电压空间矢量的概念。
在SVPWM中，通过合理地选择电机相电流的方向和幅值，可以实现各种输出电压波形。
具体来说，SVPWM通过将输入直流电压转化为三相交流电压，然后按照一定的时序开关三相电压源，最终实现对电机的控制。
对于输入直流电压Vin和电机的相电流ia，ib和ic，SVPWM的推导可以分为以下几个步骤：1.将三相电流转换为两相电流：α = ia - ib / √3β = (2*ic - ia - ib) / √6其中，α和β分别表示两个正交轴向的电流分量。
2.计算电机相电流的矢量和以及矢量角度：i=√(α^2+β^2)θ = arctan(β/α)其中，i表示电流的矢量和，θ表示电流矢量的角度。
3.通过计算矢量角度来确定电压空间矢量的方向：根据电流矢量角度的范围，将电流矢量所在的区域划分为6个扇区（S1-S6），每个扇区对应一个电压空间矢量的方向。
4.计算电压空间矢量的幅值：根据电流矢量的大小，计算得出在相应扇区内的电压空间矢量的幅值。
5.根据电压空间矢量的方向和幅值，计算各相电压的占空比：根据电压空间矢量的方向和幅值，可以得出控制电机的各相电压的占空比。
1.读取电机的输入参数，包括电流、速度和位置信号。
2.根据输入参数计算出电机相电流的矢量和和矢量角度。
3.根据矢量角度确定电压空间矢量的方向。
4.根据矢量角度和矢量幅值计算电压空间矢量的幅值。
5.根据电压空间矢量的方向和幅值，计算出各相电压的占空比。
6.将占空比参考信号与电机的PWM生成模块相结合，通过逆变器将控制信号转化为交流电压，并驱动电机运行。
7.循环执行以上步骤，并实时调整占空比，以实现对电机速度和输出电压的精确控制。
五段式svpwm和七段式原理
五段式svpwm和七段式原理
svpwm（Space Vector Pulse Width Modulation）是一种用于控制三相电机的
技术，它可以提供更高的效率和更低的噪声。
svpwm可以分为五段式和七段式两种。
五段式svpwm是一种简单的svpwm技术，它可以将三相电机的输出电压分解为
五个矢量，分别为正向最大矢量、正向中等矢量、正向最小矢量、负向最小矢量和负向最大矢量。
这五个矢量可以通过控制脉冲宽度来控制三相电机的输出电压。
七段式svpwm是一种更复杂的svpwm技术，它可以将三相电机的输出电压分解
为七个矢量，分别为正向最大矢量、正向中等矢量、正向最小矢量、负向最小矢量、负向中等矢量、负向最大矢量和零矢量。
这七个矢量可以通过控制脉冲宽度来控制三相电机的输出电压。
五段式svpwm和七段式svpwm都可以用来控制三相电机，但七段式svpwm比五
段式svpwm更加精确，可以提供更高的效率和更低的噪声。
此外，七段式svpwm还可以提供更多的控制精度，可以更好地满足用户的需求。
总之，svpwm是一种用于控制三相电机的技术，它可以提供更高的效率和更低
的噪声。
五段式svpwm和七段式svpwm都可以用来控制三相电机，但七段式svpwm
比五段式svpwm更加精确，可以提供更高的效率和更低的噪声。
SVPWM的原理及法则推导和控制算法详解第五修改版
一直以来对SVPWM原理和实现方法困惑颇多，无奈现有资料或是模糊不清，或是错误百出。
经查阅众多书籍论文，长期积累总结，去伪存真，总算对其略窥门径。
未敢私藏，故公之于众。
其中难免有误，请大家指正，谢谢！空间电压矢量调制 SVPWM 技术SVPWM是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。
空间电压矢量PWM与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。
SVPWM 技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
下面将对该算法进行详细分析阐述。
SVPWM基本原理SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。
在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。
两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。
逆变电路如图 2-8 示。
设直流母线侧电压为dcU ，逆变器输出的三相相电压为AOU 、BOU 、COU ，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量AOu 、BOu 、COu ，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。
假设mU 为相电压基波峰值，f 为电源频率，则有：(2(2(23)(2()cos ()2()cos(23)[]2()cos(2[]2j tj t m AO m j t j t m BO m j t j t m CO m U U t U t e e U U t U t e e U U t U t e e ωωωπωπωπωπωωπωπ----+-+==+=-=+=+=+（1-1）在三相静止坐标系下，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量s ()t u 为0232s (23)(23)23(23)(223(2(23)()()()()()()()()[]22[]2[]232j j j AO BO CO AO BO CO j t j t j t j t j m m j t j t j m j t j t j t j t j t j t m m t t t t U t e U t e U t e U Ue e e e e U e e e U e e e e e e U e ππωωωπωππωπωππωωωωπωωπ-----+-+---+--=++=++=+++++=+++++=u u u u j tω在αβ坐标系下（此处用到的clark 变换或称3/2变换为等幅值变换）, α轴和β轴合成适量的分量如下,11cos 1cos 222cos(23)sin 3cos(23)022m r m m r m U t u t U t U u t U t αβωωωπωωπ⎡⎤⎡⎤--⎢⎥⎡⎤⎡⎤⎢⎥⎢=-=⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎣⎦⎣⎦⎢⎥+-⎣⎦⎢⎣⎦此坐标系下，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量s ()t u 为s ()j tm t U e ω=u（1-2）在αβ坐标系下（此处用到的clark 变换或称3/2变换为等功率变换）此坐标系下，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量s ()t u 为s ()j t m t e ω=u（1-3）可见s ()t u 是一个旋转的空间矢量，且以角频率ω=2πf 按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量s ()t u 在三相坐标轴（a ，b ，c ）上的投影就是对称的三相正弦量。
5段式svpwm的实现方法
5段式svpwm的实现方法（实用版4篇）目录（篇1）1.SVPWM 的概念与基本原理2.5 段式 SVPWM 的实现方法3.5 段式 SVPWM 的优点与应用场景4.5 段式 SVPWM 的局限性与改进方向5.总结正文（篇1）一、SVPWM 的概念与基本原理SVPWM，全称为 Sliding-Mode Voltage Position Modulation，滑动模电压位置调制，是一种应用于电力电子变换器中的高级调制策略。
其基本原理是在传统的电压调制（VM）基础上，引入一个滑窗，通过对窗口内电压幅值的调节，实现对输出电压波形的控制。
二、5 段式 SVPWM 的实现方法5 段式 SVPWM 是一种具有 5 个离散电压级别的 SVPWM 实现方法。
具体实现步骤如下：1.确定滑窗的位置：根据控制需求，确定滑窗在电压幅值范围内的位置。
2.计算滑窗内的电压幅值：根据滑窗位置和电压幅值范围，计算滑窗内各个电压点的幅值。
3.输出电压波形：根据滑窗内电压幅值，生成对应的输出电压波形。
三、5 段式 SVPWM 的优点与应用场景5 段式 SVPWM 具有以下优点：1.电流谐波含量低：由于采用了滑动模调制策略，使得输出电压波形的谐波含量较低，从而降低了电流谐波。
2.控制精度高：5 段式 SVPWM 可以实现对输出电压的精确控制，提高了系统的控制性能。
因此，5 段式 SVPWM 广泛应用于需要低谐波和高控制精度的电力电子变换器系统中，如光伏发电系统、电动汽车驱动系统等。
四、5 段式 SVPWM 的局限性与改进方向虽然 5 段式 SVPWM 具有较低的电流谐波和较高的控制精度，但仍存在以下局限性：1.滑窗移动时的瞬间电压跳变：在滑窗移动过程中，可能会出现瞬间的电压跳变，影响系统的动态性能。
2.谐波次数限制：由于采用了 5 段式调制，谐波次数受到限制，可能无法满足某些特殊应用场景的需求。
针对以上局限性，可以通过以下改进方向提高 5 段式 SVPWM 的性能：1.优化滑窗移动策略，减小电压跳变。
SVPWM算法详解(已标注重点)
3 SVPWM的原理及实现方法随着电压型逆变器在高性能电力电子装置（如交流传动、不间断电源和有源滤波器）中的广泛应用，PWM控制技术作为这些系统的公用技术，引起人们的高度重视，并得到越来越深入的研究。
本章首先推导出SVPWM的理论依据，然后给出5段式和7段式SVPWM的具体实现方法。
3.1 SVPWM的基本原理空间矢量PWM从电机的角度出发，着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形旋转磁场，即磁通正弦。
它以三相对称正弦波电压供电时交流电机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，并由它们比较的结果决定逆变器的开关状态，形成PWM波形。
由于该控制方法把逆变器和电机看成一个整体来处理，所得的模型简单，便于微处理器实时控制，并具有转矩脉动小、噪声低、电压利用率高的优点，因此目前无论在开环调速系统或闭环调速系统中均得到广泛的应用[2]。
设交流电机由理想三相对称正弦电压供电，有[2][14]cos2cos34cos3ssAsB ssCstuu tutωωπωπ⎡⎤⎢⎥⎢⎥⎡⎤⎢⎥⎛⎫⎢⎥=-⎢⎥⎪⎢⎥⎝⎭⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎛⎫-⎢⎥⎪⎝⎭⎣⎦（3.1）其中，LU为电源线电压的有效值；LUsω电源电压的角频率，2s sfωπ=。
由于三相异步电动机的定子绕组空间上呈互差1200分布，定义电压空间矢量为2433()j jS sA sB sCU k U U e U eππ=++（3.2）其中，SU为电压空间矢量，考虑到不同的变换，k可以取不同的值，如功率不变，电压电流幅值不变等[15~18]。
所采用交流电机的定子坐标系如图3.1所示。
图3.1 交流电动机定子坐标系为了使合成空间矢量在静止三相坐标轴上的投影和分矢量相等，将k 值取为23，（这也是Park 变化所采用的系数）。
所以电压空间矢量可以表示为24332()3j j S sA sB sC U U U e U e ππ=++ （3.3）将（3.1）式中的值代入式（3.3）可得理想供电电压下的电压空间矢量23()32j t j t S m m U U e U e ωω--== （3.4）其中，m U =； 可见理想情况下，电压空间矢量为幅值不变的圆形旋转矢量。
5 7段式SVPWM调制法
2.3.1 5段式SVPWM调制法对于5段式SVPWM调制法，只需在PWM周期中间插入零矢量u0，u7，具体采用哪一个值由硬件根据旋转方向和开关动作次数最少的原则自行决定。
例如，在第Ⅲ扇区内，如果旋转方向为逆时针，则u4先动作，u6后动作。
以此类推，动作时间可以采用表2中的数据，之后选择零矢量（硬件决定）即可减少开关次数。
而零矢量的作用时间可以表示为：2.3.2 7段式SVPWM调制法7段式SVPWM调制法与5段式SVPWM调制法的区别在于基本矢量作用顺序的不同。
7段式SVPWM调制法是以零矢量u0开始，将u7作为中间矢量。
为了保证每次切换只有1个开关动作，必须人为改变作用顺序。
以第Ⅰ区间为例，u2对应的开关状态为（010），u6对应的开关状态为（110）。
由于初始状态为u0（000），所以，首先动作的为u2（010），然后为u6（110），之后为零矢量u7（111），这样就实现了整个过程中每次只有1个开关动作。
动作顺序改变，相应的时间表也发生了改变，以满足7段式SVPWM调制法的要求。
由于每个PWM周期被分为7段，因此，每个矢量的动作时间也应当有所调整。
至此，零矢量的动作时间为：T0=T7=（T-T1-T2）/2. （12）在每个扇区内，7段式SVPWM调制法的开关动作如图3所示。
5段式SVPWM调制法和7段式SVPWM调制法是城际动车组最常使用的2种空间矢量调制法。
在电机的低频域，由于5段式SVPWM调制法产生的电机输入电流谐波相对较多，转矩脉动较大，所以，多采用7段式SVPWM调制法的输出方式；在电机的高频域，由于5段式SVPWM调制法开关动作次数较少，与7段式调制法相比，其开关损耗小，并且控制相对简单，因此，在高频域多使用5段式SVPWM调制法。
使用5段式SVPWM调制法和7段式SVPWM调制法可以得到相对较为平滑的电机相电流。
但是，采用5段式SVPWM调制法时，直流侧电流会产生尖峰，最大数值可达到50 000 A，所以，需要采用相应的保护措施，而7段式SVPWM调制法则不需要。
pwm占空比
PWM占空比1. 介绍脉冲宽度调制（PWM）是一种常用的信号调制技术，广泛应用于电子设备和嵌入式系统中。
PWM信号的关键参数之一就是占空比，它决定了信号的高电平和低电平的时间比例。
本文将详细介绍PWM占空比的概念、计算方法和应用。
2. PWM占空比的定义PWM占空比是指PWM信号中，高电平时间与总周期时间的比例。
通常用百分比表示。
例如，50%的占空比表示高电平时间占总周期时间的一半。
3. PWM占空比的计算方法PWM占空比的计算方法基于以下两个参数：•高电平时间（Ton）：信号的高电平持续时间。
•总周期时间（T）：信号的完整周期。
根据上述参数，PWM占空比的计算公式如下：PWM占空比 = (Ton / T) * 100%4. PWM占空比的应用PWM占空比在各种电子设备和嵌入式系统中有着广泛的应用，下面列举了几个常见的应用场景：4.1 电机控制PWM占空比被广泛用于电机控制中，特别是直流电机和步进电机。
通过调整PWM占空比，可以控制电机的转速和转向。
较高的PWM占空比将产生较高的平均电压，从而使电机转速增加。
4.2 LED亮度调节PWM占空比也常用于LED亮度调节。
调整PWM占空比可以改变LED的亮度，通过快速的开关控制，人眼会感知到平滑的亮度变化。
较高的PWM占空比将导致更亮的LED光输出。
4.3 电源管理在一些应用中，可以利用PWM占空比来实现电源管理功能。
通过调整PWM占空比，可以实现能量的有效利用和功耗的控制。
例如，某些电源管理芯片使用PWM占空比来控制电池充电电流和输出电压等。
4.4 温度控制PWM占空比还可以用于温度控制。
通过调整PWM占空比，可以控制加热元件（如加热器或风扇）的开关时间。
较高的占空比将提供更多的加热时间或风力，从而控制温度。
5. 总结PWM占空比是脉冲宽度调制中的重要参数，用于控制信号的高低电平时间比例。
通过调整PWM占空比，可以实现各种功能，如电机控制、LED亮度调节、电源管理和温度控制等。
svpwm空间矢量控制原理及详细计算
Tc
• • • • •
Tc U (te) 采用对称规则采样法时的脉宽间为: t = 2 1+ Uc Tc u (te) 当载波幅值UC 为1 时t = 1 可得: u ( te ) = 2t 2 Uc Tc -1
（
）
将tA、tB 、tC 代入上式(注: 2TI = Tc )得平均电压 矢量位于第一扇区时隐含调制函数为: uyA = Kcos (θ- 30°) uyB = 3Ksin (θ- 30°) uyC = - Kcos (θ- 30°)
• K=
3
Uav Ud
2 算法分析
SPWM生成原理采用对称规则采样Ⅱ法, 如2所示。
T2= (1 +M sinω1 te ) (1) 2 式中, te 为采样时间, 间隙时间为: 1 t1 = t3 = (Tc-T ) (2) 2 2 上式中, Tc 为一个载波周期时间, M =UM /UC , 是调制深度系数, UM 为调制波 幅值, UC 为载波幅值。可推广到任一调制函数u ( t) 。
• • • • • • • •
t0 + t7 = TI - ( t1 + t2 ) = TI - tm 式中, tm 为有效调制时间。若uav位于其他扇区,计算公式相仿, 只要 把公式中u1、u2 换成该扇区边界上的电压矢量就可以了。扇区时, 可 得三相脉宽时间为: tA = 2 ( t1 + t2 + t7 ) tB = 2 ( t2 + t7 ) tC = 2 t7 将式7、式8 和式9 代入上式, 并考虑到t0 = t7 , 可得: tA = KTI『 sin (60°-θ) + sinθ』 + TI tB = KTI 『- sin (60°-θ) + sinθ』 + TI tc = KTI『 - sin (60°-θ) - sinθ 』+ TI
开关电源占空比
开关电源占空比的选择与开关变压器初次级线圈匝数比的计算作者：陶显芳发布时间：2011-07-04文章来源：华强北·电子市场价格指数浏览量：61929下面是开关电源设计务必掌握的知识1、开关电源占空比的选择与计算2、开关变压器初次级线圈匝数比的计算希望从事开关电源设计的工程师对此感兴趣概述：占空比是脉冲宽度调制(PWM)开关电源的调制度，开关电源的稳压功能就是通过自动改变占空比来实现的，开关电源的输出电压与占空比成正比，开关电源输出电压的变化范围基本上就是占空比的变化范围。
由于开关电源输出电压的变化范围受到电源开关管击穿电压的限制，因此，正确选择占空比的变化范围是决定开关电源是否可靠工作的重要因素；而占空比的选择主要与开关电源变压器初、次级线圈的匝数比有关，因此，正确选择开关电源变压器初、次级线圈的匝数比也是一个非常重要的因素。
开关电源占空比和开关电源变压器初、次级线圈的匝数比的正确选择涉及到对开关电源变压器初、次级线圈感应电动势的计算。
因此，下面我们先从分析开关电源变压器初、次级线圈感应电动势开始。
占空比的定义占空比一般是指，在开关电源中，开关管导通的时间与工作周期之比，即：（1）式中：D为占空比，Ton为开关管导通的时间，Toff为开关管关断的时间，T为开关电源的工作周期。
对于一个脉冲波形也可以用占空比来表示，如图1所示。
在反激式开关电源中，开关管导通的时候，变压器次级线圈是没有功率输出的，如果把（1）中的D记为D1，（2）式中的D记为D2，则D1、D2有下面关系：开关变压器初次级线圈的输出波形图2a是输出电压为交流的开关电源工作原理图。
为了便于分析，我们假说变压器初次级线圈的变压比为1:1（即N1=N2，L1=L2），当开关K又导通转断开时，变压器初级、次级线圈产生感应电动势为：（6）式中：为变压器初级线圈的励磁电流，由此可知，变压器初、次级线圈产生的反电动势主要是由励磁电流产生的。
pwm设置占空比的计算方式
pwm设置占空比的计算方式
PWM（Pulse Width Modulation）是指脉冲宽度调制，是一种使用
控制信号控制被控对象的技术，即在控制信号的基础上，通过改变信
号的宽度即改变电平占空比来改变被控对象的运作状态。
PWM调制信号一般由恒定的频率和变动的占空比组成，其中频率决定了被控对象的转速，而占空比则可以来决定被控对象的扭矩大小和
功率大小。
因此，要想设置PWM的占空比，就必须计算出频率和占空比。
其
计算方式如下：
（1）计算频率：
在PWM调制中，信号的频率可以通过计算周期的间隔来计算出来，如：频率=1/T，T表示一个信号周期的持续时间。
（2）计算占空比：
占空比的计算方式为：占空比 = 波形的上升沿和下降沿时间段的
比值/波形周期的长度。
也就是说，占空比用来描述信号中高电平或低
电平持续时间，占空比指数值越高，则持续时间越长，即波形中低电平所始终的时间越长，或者说信号中的高电平所占的比例越高，或者说信号中的低电平所占的比例越低。
也就是说，PWM脉冲的占空比是由信号的频率和上升沿和下降沿时间决定的。
只要确定了PWM信号的频率和占空比，即可实现PWM信号调制，控制被控对象的转速及扭矩大小。
SVPWM的原理及法则推导和控制算法详解
一直以来对SVPWM 原理和实现方法困惑颇多，无奈现有资料或是模糊不清，或是错误百出。
经查阅众多书籍论文，长期积累总结，去伪存真，总算对其略窥门径。
未敢私藏，故公之于众。
其中难免有误，请大家指正，谢谢！1 空间电压矢量调制 SVPWM 技术SVPWM 是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽 可能接近于理想的正弦波形。
空间电压矢量PWM 与传统的正弦PWM 不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。
SVPWM 技术与SPWM 相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
下面将对该算法进行详细分析阐述。
1.1 SVPWM 基本原理SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。
在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。
两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。
逆变电路如图 2-8 示。
设直流母线侧电压为Udc ，逆变器输出的三相相电压为UA 、UB 、UC ，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量 UA(t)、UB(t)、UC(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。
假设Um 为相电压有效值，f 为电源频率，则有：⎪⎩⎪⎨⎧+=-==)3/2cos()()3/2cos()()cos()(πθπθθm Cm B m A U t U U t U U t U （2-27） 其中，ft πθ2=，则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量 U(t)就可以表示为：θππj m j C j B A e U e t U e t U t U t U 23)()()()(3/43/2=++= （2-28）可见 U(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值的1.5倍，Um 为相电压峰值，且以角频率ω=2πf 按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量 U(t)在三相坐标轴（a ，b ，c ）上的投影就是对称的三相正弦量。
SVPWM的原理及法则推导和控制算法详解
S V P W M的原理及法则推导和控制算法详解Company number：【0089WT-8898YT-W8CCB-BUUT-202108】空间电压矢量调制 SVPWM 技术SVPWM是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。
空间电压矢量PWM与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。
SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
下面将对该算法进行详细分析阐述。
1.1 SVPWM基本原理SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。
在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。
两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。
逆变电路如图 1-1 示。
设直流母线侧电压为U dc，逆变器输出的三相相电压为U A、U B、U C，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量 U A(t)、U B(t)、U C(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。
假设U m 为相电压有效值，f 为电源频率，则有：()cos()()cos(2/3)()cos(2/3)A mB m Cm U t U U t U U t U θθπθπ=⎧⎪=-⎨⎪=+⎩ (1-1)其中，2ft θπ=，则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量U(t)就可以表示为：2/34/33()()()()2j j j A B C m U t U t U t e U t e U e ππθ=++=(1-2) 可见 U(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值的倍，U m 为相电压峰值，且以角频率ω=2πf 按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量 U(t)在三相坐标轴(a ，b ，c)上的投影就是对称的三相正弦量。
SVPWM的原理及法则推导和控制算法详解
空间电压矢量调制SVPWM 技术SVPWM是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。
空间电压矢量PWM 与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。
SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
下面将对该算法进行详细分析阐述。
1.1 SVPWM基本原理SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。
在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。
两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。
逆变电路如图 1-1 示。
设直流母线侧电压为U dc，逆变器输出的三相相电压为U A、U B、U C，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量 U A(t)、U B(t)、U C(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。
假设U m 为相电压有效值，f 为电源频率，则有：()cos()()cos(2/3)()cos(2/3)A mB m Cm U t U U t U U t U θθπθπ=⎧⎪=-⎨⎪=+⎩ (1-1)其中，2ft θπ=，则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量U(t)就可以表示为：2/34/33()()()()2j j j A B C m U t U t U t e U t e U e ππθ=++=(1-2) 可见 U(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值的倍，U m 为相电压峰值，且以角频率ω=2πf 按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量 U(t)在三相坐标轴(a ，b ，c)上的投影就是对称的三相正弦量。
SVPWM详解及实现代码
SVPWM控制算法及代码实现本文针对SVPWM控制算法实现过程进行详细推导，已及对最终PWM模块输出进行完整图解，并根据SVPWM实行过程附带对应源代码，以便深入理解分析SVPWM算法。
SVPWM技术目的：通过基本空间矢量对应的开关状态组合，得到一个给定的参考电压矢量U ref。
电压矢量以ω=2πf角速度旋转，旋转一周时间T= 1/f；若载波频率为f s,则频率比n = f s/f。
如此将一个周期切割为n个小增量，则每个增量角度为∆θ = 2π/n = 2πf/f s = 2πT s/T。
1.基本矢量推导以扇区Ⅰ为例，如图1-1，将U4、U6及零矢量（U0和U7）合成U ref，其中U4和U6分别作用时间为T4和T6，零矢量作用时间为T0，于是有：T s=T4+T6+T0(1-1)U ref T s=U4T4+U6T6(1-2)图1-1 扇区Ⅰ的电压矢量合成与分解图图1-2 电压矢量图在α/β参考坐标系中，令U ref和U4的夹角为θ，则可以得到：Uα=T4T s |U4|+T6T s|U6|cosπ3(1-3)Uβ=T6T s |U6|sinπ3(1-4)由于|U4| = |U6| = 2Udc/3，从而计算出T4和T6，如下T4=√3T sU dc (√32Uα−12Uβ)(1-5)T6=√3T sU dcUβ(1-6)则零矢量电压所分配时间为（7段式）：T0=T7=(T s−T4−T6)/2(1-7)同理，可计算出其它扇区矢量作用时间如表1-1所示：表1-12.扇区判断通过上述对扇区矢量时间的推导可知实现SVPWM调制的实时信号，但实现SVPWM调制的首要条件是知道参考电压U ref所在的区间位置，才能利用所在扇区的相邻两电压矢量和适当的零矢量来合成参考电压矢量。
因此，空间矢量调制的第一步则是通过已知的参量来判断空间电压矢量所处的扇区。
由于计算扇区矢量作用时间使用到Uα和Uβ，且Uα和Uβ可由Clarke变换轻易获取，通过此参量不仅可以判断空间电压矢量所处扇区，还可以获得扇区矢量作用时间。
svpwm占空比计算
svpwm占空比计算
摘要：
1.SVPWM简介
2.占空比计算方法
3.实际应用案例
4.总结
正文：
SVPWM（Spark-Controlled Sinusoidal PWM）是一种用于电机控制的高效、高性能脉宽调制技术。
它通过控制电机线圈的导通和截止来实现电机转矩的控制。
在SVPWM中，占空比（Duty Cycle）是一个重要的参数，它决定了电机线圈导通的时间比例，从而影响电机的转矩和电流。
占空比的计算方法如下：
1.首先，需要计算基准电压的占空比。
基准电压是一个固定的正弦波，其占空比为50%。
2.然后，根据SVPWM的触发方式，将基准电压与控制信号相乘，得到实际电压的占空比。
SVPWM有两种触发方式：单极性触发和双极性触发。
在单极性触发方式下，实际电压的占空比为基准电压占空比与控制信号的绝对值之积；在双极性触发方式下，实际电压的占空比为基准电压占空比与控制信号的绝对值之差。
3.最后，将实际电压的占空比转换为电机线圈的占空比。
这需要根据电机线圈的电阻、电感和电容等参数进行计算。
以某款电动汽车为例，其驱动电机采用SVPWM技术进行控制。
在加速过程中，控制信号的占空比逐渐增大，使电机线圈的占空比也随之增大。
这将导致电机线圈导通时间比例的增加，进而使电机的转矩和电流增大，实现汽车的加速。
总之，SVPWM占空比计算是电机控制中的关键环节。
SVPMW占空比计算(五段式七段式)
(1-6)
（2） . 如果选 A 相电压在一个 PWM 周期内恒低， 并且 PWM 对 齐方式为边缘方式，则 PWM 开关情况如图 1-4a 所示，如果 PWM 对 齐方式为中心对称方式，则 PWM 开关情况如图 1-4b 所示。
图 1-4a 边缘对齐(第一扇区)
图 1-4b 中心对称对齐(第一扇区)
2. U ref 位置第二扇区 根据式(1-4)有
2π T6 mTS sin( = −θ ) 3 π T mTS sin(θ − ) = 2 3
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(1-9)
（1）. 如果选 B 相电压在一个 PWM 周期内恒高，边缘对齐情 况见图 1-5a, 中心对齐情况见图 1-5b。
图 1-8a
边缘对齐(第三扇区,A 恒低)
图 1-8b 对称对齐(第三扇区,A 恒低)
T0 = (TS - T2 - T3 ) 根据式（1-14）和式（1-17）得
(1-17)
DC A = 0 T3 + T2 π DCB = m sin(θ − ) = 3 Ts T3 2π sin( ) DC m θ = = − C 3 Ts
表 1-1 五段式 SVPWM 各扇区不发生开关相总结
扇区
Ⅰ区（0°≤θ≤60°）
可为恒高相 A
可为恒低相 C
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Ⅱ区（60°≤θ≤120°） Ⅲ 区（120°≤θ≤180°） Ⅳ 区（180°≤θ≤240°） Ⅴ 区（240°≤θ≤300°） Ⅵ 区（300°≤θ≤360°）
(1-14)
（1）. 如果选 B 相电压在一个 PWM 周期内恒高，边缘对齐情 况见图 1-7a, 中心对齐情况见图 1-7b。
SVPWM的控制算法详解2014
空间电压矢量调制SVPWM技术2014SVPWM是近年发展的一种t匕较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。
空间电压矢量PWM与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。
SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
下面将对该算法进行详细分析阐述。
1.1 SVPWM基本原理SVPWM的理论基础是平均值等效原理即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。
在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。
两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM波形。
逆变电路如图1・1示。
设直流母线侧电压为Ude ,逆变器输出的三相相电压为U A、U B、Uc ,其分别加在空间上互差120。
的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量U A(t). UB(t)、Uc(t),它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120%假设Um 为相电压有效值，f 为电源频率，则有：U A (t) = U m cos(&)< U B (t) = U m cos(&一2兀/3) (I 」)U c (t) = U m cos(& + 2>r / 3)其中，0 = 27Tft t 则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量U(t) 就可以表示为：“0 = 4(f) +5 (少曲3 +&(『)/"=尹加& (1-2) 可见u(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值的1.5倍， Um 为相电压峰值，且以角频率3=2irf 按逆时针方向匀速旋转的空间 矢量，而空间矢量U(t)在三相坐标轴(a , b , c)上的投影就是对称的 三相正弦量。
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图 1-3b 中心对称对齐(第一扇区)
T7 = (TS - T4 - T6 )
(1-5)
计算出 T4，T6，T7 后，可以计算 A 相，B 相，C 相的占空比，在边缘 对齐和中心对称对齐两种情况下三相占空比是一样的，图 1-3 中，
DC A = 1 T6 +T7 π 1 − m cos(θ + ) DCB = = Ts 6 T7 π DC 1 m cos( = = − −θ ) C Ts 6
(1-18)
4. U ref 位置第四扇区 根据式(1-4)有
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π = T3 mTS sin(θ − ) 3 = T1 mTS sin(θ − π )
(1-19)
（1）. 如果选 C 相电压在一个 PWM 周期内恒高，边缘对齐情 况见图 1-9a, 中心对齐情况见图 1-9b。
B B C C A
C A A B B
1. U ref 位置第一扇区 （1） . 如果选 A 相电压在一个 PWM 周期内恒高， 并且 PWM 对 齐方式为边缘方式，则 PWM 开关情况如图 1-3a 所示，如果 PWM 对 齐方式为中心对称方式，则 PWM 开关情况如图 1-3b 所示。
图 1-3a 边缘对齐(第一扇区)
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(1-6)
（2） . 如果选 A 相电压在一个 PWM 周期内恒低， 并且 PWM 对 齐方式为边缘方式，则 PWM 开关情况如图 1-4a 所示，如果 PWM 对 齐方式为中心对称方式，则 PWM 开关情况如图 1-4b 所示。
图 1-4a 边缘对齐(第一扇区)
图 1-4b 中心对称对齐(第一扇区)
U ref = TS U 4T4 + U 6T6
(1-1)
图 1-2
电压空间向量在第Ⅰ区的合成与分解
在两相静止参考坐标系(α,β)中， 令 Uref 和 U4 间的夹角是θ， 由正弦定理可得：
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T6 T4 π = + | | cos | | | | cos θ U U U ref 4 6 3 Ts Ts | U | sinθ = T6 | U | sin π ref 6 3 Ts
SVPWM 占空比计算
by 杨天锡 Simol BBS: hitbuyi 2011.10.11 初稿，有错的地方请指正，联系方式 hitbuyi@ 保留所有版权,all rights reserved 摘要：在矢量控制中，确定指令电压的扇区后，自然想知道需要多大 的占空比去控制各相，知道占空比后，才可根据 PWM 波的对齐方式 设置 MCU/DSP 提供的比较器数值从而产生 SVPWM 波形。
图 1-9a 边缘对齐(第四扇区,C 恒高)
图 1-9b 对称对齐(第四扇区, C 恒高)
T7 = (TS - T1 - T3 ) 根据式（1-19）和式（1-20）得
(1-20)
T7 π = = + − 1 cos( ) θ DC m A 6 Ts T3 + T7 = 1 + m sin(θ ) DCB = Ts DCC = 1
(1-26)
（2）. 如果选 B 相电压在一个 PWM 周期内恒低，边缘对齐情 况见图 1-14a, 中心对齐情况见图 1-14b。
(1-21)
（2）. 如果选 A 相电压在一个 PWM 周期内恒低，边缘对齐情 况见图 1-10a, 中心对齐情况见图 1-10b。
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图 1-10a
边缘对齐(第四扇区,A 恒低)
图 1-10b 对称对齐(第四扇区,A 恒低)
T0 = (TS - T1 - T3 ) 根据式（1-19）和式（1-22）得
表 1-1 五段式 SVPWM 各扇区不发生开关相总结
扇区
Ⅰ区（0°≤θ≤60°）
可为恒高相 A
可为恒低相 C
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Ⅱ区（60°≤θ≤120°） Ⅲ 区（120°≤θ≤180°） Ⅳ 区（180°≤θ≤240°） Ⅴ 区（240°≤θ≤300°） Ⅵ 区（300°≤θ≤360°）
DC A = 0 T3 π = = m sin(θ − ) DC B 3 Ts T1 + T3 π DCC = = −m cos(θ − ) 6 Ts
(1-22)
(1-23)
5. U ref 位置第五扇区 根据式(1-4)有
2π T mT sin( θ ) = − 1 S 3 π T mTS sin( − θ ) = 5 3
(1-11)
（2）. 如果选 C 相电压在一个 PWM 周期内恒低，边缘对齐情 况见图 1-6a, 中心对齐情况见图 1-6b。
图 1-6a
边缘对齐(第二扇区,C 恒低)
图 1-6b 对称对齐(第二扇区,C 恒低)
T0 = (TS - T2 - T6 ) 根据式（1-9）和式（1-12）得
(1-12)
如果电压矢量标记如图 1-1b 所示，则可以总结归纳如下规律，
kπ Tk mTS sin( = −θ ) 3 ( k − 1)π T ] mTS sin[θ − = k +1 3
(1-4)
K 表示第 K 个扇区，K=1,2,3,4,5,6, 当 K =6 时，Tk+1 = T7 = T1。 采用五段式 SVPWM 的话， 在一个 PWM 当U ref 位于第一扇区时， 周期内，因为采用 U4（100）和 U6（110）这两个基本矢量，观察可 以看出，U4（100）和 U6（110）第一位都是 1，第三位都是 0，只有 中间位不同，这样就可以让 A 相电压为恒高，也可以让 C 相电压为 恒低。当U ref 位于其它扇区时，相电压可以为恒高或恒低的情况总结 如下表
图 1-13a 边缘对齐(第六扇区,A 恒高)
图 1-13b 对称对齐(第六扇区, A 恒高)
T7 = (TS - T4 - T5 ) 根据式（1-24）和式（1-25）得
(1-25)
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DC A = 1 T7 π = 1 − m cos(θ + ) DCB = 6 Ts T7 + T5 π 1 − m cos(θ − ) DCC = = 6 Ts
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T7 π = = − − 1 sin( ) θ DC m A 3 Ts DCB = 1 T3 + T7 DCC = = 1 − m sin(θ ) Ts
(1-16)
（2）. 如果选 A 相电压在一个 PWM 周期内恒低，边缘对齐情 况见图 1-8a, 中心对齐情况见图 1-8b。
一，五段式 SVPWM
在五段式 SVPWM 中， 有一相的相电压为一个 PWM 周期内不发 生翻转， 可以为恒零 （占空比为 0%） ， 也可以恒 1 （占空比为 100%） 。 五段式 SVPWM 在一个 PWM 周期中也有不同的波形方式如边缘对齐， 中心对齐等，对齐方式不同，五段式 SVPWM 的实现形式也不周。当 SVPWM 波开以为对称方式时，PWM 作用时间分为五段，这也是五 段式 PWM 的命名来源， 当对方方式为边缘时， PWM 波形只有三段。
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T6 π = = − cos( ) θ DC m A 6 Ts T2 + T6 = m sin(θ ) DCB = Ts DCC = 0
(1-13)
3. U ref 位置第三扇区 根据式(1-4)有
T2 = mTS sin(θ ) 2π = − T mT θ sin( ) S 3 3
2. U ref 位置第二扇区 根据式(1-4)有
2π T6 mTS sin( = −θ ) 3 π T mTS sin(θ − ) = 2 3
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(1-9)
（1）. 如果选 B 相电压在一个 PWM 周期内恒高，边缘对齐情 况见图 1-5a, 中心对齐情况见图 1-5b。
图 1-1a 空间矢量六扇区示意图
图 1-1b 空间矢量六扇区(令 V1 = 100)
在图 1 中 ，当U ref 位置第一扇区时， 可以使 A 相电压在一个 PWM 周期内恒为高（占空比为 100%） ，也可以使 C 相电压占空比在一个 PWM 周期内恒为低(占空比为 0%)。现假设U ref 位置第一扇区,如图 2 所示，U ref 可以由 U4、U6、U0 及 U7 合成，用平均值等效可得：
(1-14)
（1）. 如果选 B 相电压在一个 PWM 周期内恒高，边缘对齐情 况见图 1-7a, 中心对齐情况见图 1-7b。
图 1-7a 边缘对齐(第三扇区,B 恒高)
图 1-7b 对称对齐(第三扇区, B 恒高)
T7 = (TS - T2 - T3 ) 根据式（1-14）和式（1-15）得
(1-15)
图 1-12a
边缘对齐(第五扇区,B 恒低)
图 1-12b 对称对齐(第五扇区,B 恒低)
T0 = (TS - T1 - T5 ) 根据式（1-19）和式（1-22）得
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(1-22)
T5 π = = + cos( ) θ DC m A 6 Ts DCB = 0 T +T DCC = 1 5 = −m sin(θ ) Ts
图 1-5a 边缘对齐(第二扇区,B 恒高)
图 1-5b 对称对齐(第二扇区, B 恒高)
T7 = (TS - T2 - T6 ) 根据式（1-9）和式（1-10）得
(1-10)
T6 +T7 π = = − − 1 sin( ) θ DC m A 3 Ts DCB = 1 T7 DCC = = 1 − m sin(θ ) Ts