射频链路指标预算
7-LTE链路预算
64kbps RB 2
128kbps 4
256kbps 7
384kbps 8
512kbps 10
1024kbps 17
MCS
2
1
2
3
3
4
LTE上行链路TBS
TBS：Transport Block Size 对于给定的MCS和TBS可以对应不同的RB数。
TBS表
LTE上行链路MCS
MCS：Modulation & Coding Scheme 对应给定RB数，不同的TBS Index（ITBS）承载的TBS也不 同。
人体损耗
VoIP业务：3dB 数据业务：0dB
LTE上行链路预算
终端天线增益和发射功率
LTE上行链路预算
MAPL= 最大发射功率 – 接收机灵敏度– 损耗 – 裕量 +增益
1 2 3 4 5
6 7 8 9 10 11 12
MAPL=12-1-2+3-4+5-6+7-8-9-10+11 传播模型
256 1260 -2.38 3 -113.0 -112.4
128 720 -2.28 3 -115.4 -114.7
64 360 -0.30 3 -118.4 -115.7
LTE上行链路MAPL(最大可用路径损耗)分析
要求的接收信号
本小区信号 其他小区、 干扰信号 噪声 要求的 SINR
MAPL 要求的接收信号 小区半径
LTE上行链路分配RB数
64kbps
128kbps
256kbps
384kbps
512kbps
1024kbps
RB
射频技术射频链路
允许邻道 干扰的最大电平
解调门限
ACS Pl Ps Eb Nt 41 93 23 29dB 中频声表面波滤波器的邻道抑制>29dB
射频技术
SKLMMW
IV.阻塞特性分析
带内阻塞是指在有用信号功率为-104dBm，阻塞点频信 号功率为-46dBm（偏离10MHz）以及阻塞谱信号为46dBm（偏离20MHz）时，误码率小于0.001。该指标 对接收机前端的非线性和射频本振（RF LO）的相位噪 声都提出了较高的要求。。
Q
BPF
PA
优点：结构简单，器件少，成本低； 缺点：I/Q相位的幅度和相位不平衡不易调节，易造成
较大的载波泄漏和边带泄漏
射频技术
SKLMMW
(II)超外差发射机原理框图
I
sinω1t
cosω1t
Q
IF BPF
RF BPF
PA
LO
优点：低频调制器具有更好的幅频特性；功放和本振有 很好的隔离；
缺点：所需元件多，增加噪声，增加发射机的复杂度、 体积、功耗和成本。
RF BPF
LNA
IMG REJ Filter
RFLO
IF BPF
AMP
LPF Demod
IFLO
Fcascade
F1
F2 G1
1
F3 1 G1G2
Fi 1 G1G2 Gi1
NFcascade 10 log Fcascade
I
ADC
Q
ADC
FRF Receiver
链路余量与可用率
pp.201《数字通信-基础与应用 》（二版）B. Skalar
CDMA链路预算及容量计算(CLL)
50%
域 40% 30% 20%
0.675
-105 + 5.4 = -99.6 dBm
10%
0% -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
设计的中值电平强度须设定为-99.6 dBm
概率密度 0.6755.4 dB
正态分布
75%
- 105 dBm 8dB
149.67
建筑物穿透损耗（dB） 上行链路损耗 基站天线高度（m） 移动台高度（m） 射频中心频率（MHz） Hata模型地形修正 1km损耗A（dB） 斜率B 基站半径R（km）
CDMA链路预算及容量计算
h
1
课程内容
➢ CDMA链路预算
链路预算基本概念 IS95反向链路预算 CDMA2000 1x反向链路预算
CDMA容量计算
h
2
什么是链路预算
➢ 根据无线空间传播模型，为满足解调要求所需接收功率,计 算从发射端到接收端之间允许的最大路径损耗，确定小区覆 盖半径的过程。
➢ 对一条通信链路中的各种损耗和增益的核算。
在容量分布相对分散且较开阔区域，天线高度相 对高些，以覆盖较大的区域。
天线高度取值如下：密集城区 30米；城区 40米； 郊区和农村 50米。
h
21
cdma2000 1x系统800M反向链路预算
传播环境 业务类型 业务速率（kb p s ） 手机标称发射功率(dBm) 手机天线增益(dBi) 人体/车损耗（dB） 手机ERP（dBm) 基站天线增益(dBi) 基站跳线损耗(dB) 基站馈缆损耗(dB/100米) 基站馈缆长度(米） 其它损耗估计(dB) 基站天馈损耗(dB) 热噪声谱密度(dBm/Hz) 噪声系数（dB） 数据速率(b p s )
关于微波通信的链路预算
微波通信的链路预算就以一个例子介绍微波传输链路的预算。
1.自由空间传输损耗电磁波在自由空间（无阻挡、无障碍）中的传输损耗为：Ls（dB）=92.4+20lgF+20lgD其中：F：发射频率，单位为GHzD：传输距离，单位为公里（km）例如：5.8GHz频率的信号传输20公里的损耗为：Ls=92.4+15.3+26=133.7dB2.系统增益设备的系统增益为：Gs=Pt-Pro其中：Pt为设备射频输出功率Pro为系统接收灵敏度例如，对于MSR-1010扩频微波设备，Pt=23dBm，Pro=-89dBm那么，该设备的系统增益为：Gs=112dB3.链路总增益Gl=Gs+Gt+Gr其中：Gt为发射端的天线增益（dB）Gr为接收端的天线增益（dB），一般来说，发射天线和接收天线采用相同的天线口径，即Gt=Gr例如，收发两端都用0.6米口径的天线，其增益为Gt=Gr=28.5dB，那么链路增益为，Gl=112+28.5+28.5=169dB4.链路总损耗Lt=Ls + Lft + Lfr其中：Lft为发射端ODU和天线之间的电缆损耗Lfr为接收端ODU和天线之间的电缆损耗例如，对于MSR-1010设备，ODU与天线之间的馈线长度为1.5-2.0米，在5.8GHz 频率，其损耗为0.5dB。
那么，链路总损耗为：Lt=133.7+0.5+0.5=134.7dB5.链路储备余量微波链路的储备余量为：Margin=Gl – Lt例如，对于上述微波链路，其链路储备余量为：Margin=169-134.7=34.3dB反之，如果确定了链路的储备余量，可以反推出所需要的天线口径。
在所用设备、通信距离和工作频率确定以后，天线口径和链路的储备余量之间是可以推算出来的，即天线增益的提高量（收发天线合计）就转化为链路储备余量的增加量。
图1给出了微波链路增益损耗计算模型，图中各个环节的增益（损耗）定义见上文。
根据该模型，无线通信工程师可以很容易计算出某具体微波链路的功率预算。
光模块中链路预算与传输距离的关系
光模块中链路预算与传输距离的关系
1. 定义释义
链路预算（link budget通常可以用来估算信号能成功从发射端传送到接收端之间的最远距离。
理想条件下，光模块最远传输距离=链路预算/模块发光波长在单位长度光纤上的衰减值，
其中链路预算=最小发射光功率-接收灵敏度，单位是dB。
2. 应用：有四个光通信波长窗口，在单模光纤中，最常用的是1310nm窗口和1550nm 窗口：在1550nm(1.5um）处，光纤衰减约为0.2～0.3dB/km，而1310nm(1.3um)处光纤衰减约为0.3～0.4dB/km。
3. 传输距离计算
以波长为1550nm的10G ER光模块为例，传输距离要求大于等于40km：
光模块发射光功率范围为-4dBm～4dBm，最小接收灵敏度为-16dBm，发光波长为
1550nm(第三窗口），光纤衰减我们取中间值0.25dB/km。
那么link Budget = -4dBm(最小的发射光功率）-（-16dBm(灵敏度））= 12dB，理论传输的最远距离为12/0.25= 48km 。
4. 相关专业术语的英文：
最小发射光功率minimum out Power
9μm中的μm，中文：miu, 英文：micrometer
微米（Micrometer）符号是µm。
1微米相当于1米的一百万分之一（10-6，此即为“微”的字义）
5. 补充：光纤9/125um是单模（内径是9μm外径是125μm）的8芯光纤。
单模是一种长距离传输的模式，波长是1310和1550两种；多模是一种短距离传输的模式（传输距离限制在2000米以内），波长是850和1300两种。
56. 什么是信号传输中的链路预算？
56. 什么是信号传输中的链路预算？56、什么是信号传输中的链路预算？在当今这个高度数字化和信息化的时代，信号传输无处不在。
从我们日常使用的手机通信，到卫星电视的接收，再到各种无线设备之间的数据交换，信号的稳定传输都至关重要。
而要确保信号能够有效地从发送端到达接收端，并保持一定的质量和可靠性，就离不开链路预算这个关键的概念。
那么，到底什么是信号传输中的链路预算呢？简单来说，链路预算就是对信号在传输路径上的各种增益和损耗进行评估和计算的过程。
它就像是一场信号传输的“精打细算”，通过综合考虑各种因素，来预测信号能否成功到达目的地，并达到预期的性能指标。
为了更清楚地理解链路预算，我们可以把信号传输的路径想象成一条长长的道路。
信号从发送端出发，就像是一辆汽车从起点出发。
在行驶的过程中，会遇到各种各样的情况，有的会让汽车跑得更顺畅，这就是增益；有的则会阻碍汽车前进，这就是损耗。
先来说说增益。
增益就像是给信号这辆“汽车”加油助力，让它能够跑得更远更强。
在信号传输中，增益可能来自多个方面。
比如，发送端的发射功率增大，这就相当于给汽车装上了更强大的发动机，能让信号一开始就具有更强的“动力”。
还有，使用高增益的天线，就好比给汽车装上了一个高效的导流装置，能让信号更集中、更有效地朝着接收端的方向传播。
再看看损耗。
损耗则是信号传输道路上的各种“绊脚石”。
比如，信号在空气中传播时，会因为距离的增加而逐渐减弱，这就是路径损耗。
就好像汽车跑得越远，汽油消耗得越多，速度也会逐渐变慢。
另外，信号穿过建筑物、障碍物或者受到其他电磁干扰时，也会产生损耗，这就像是汽车在路上遇到了堵车、路况不好等情况，会影响其前进的速度和效率。
链路预算要把这些增益和损耗都综合考虑进去。
通过精确的计算和分析，来确定接收端最终能够接收到的信号强度是否足够。
如果计算结果表明接收端的信号强度低于某个阈值，那么就可能会出现通信中断、数据错误或者图像模糊等问题。
7-LTE链路预算
64kbps RB 2
128kbps 4
256kbps 7
384kbps 8
512kbps 10
1024kbps 17
MCS
2
1
2
3
3
4
LTE上行链路TBS
TBS：Transport Block Size 对于给定的MCS和TBS可以对应不同的RB数。
TBS表
LTE上行链路MCS
MCS：Modulation & Coding Scheme 对应给定RB数，不同的TBS Index（ITBS）承载的TBS也不 同。
8 dB 95% 86. 2% 8.7 dB 90% 75. 1% 5.4 dB
7 dB 95% 84. 9% 7.2 dB 90% 73. 3% 4.3 dB
6 dB 95% 83. 9% 5.9 dB 90% 70. 9% 3.3 dB
密集市区、一般市区、郊区的标准方差取8dB 乡村和公路的标准方差取6dB
MCS表
LTE上行链路TBS和MCS
512kbps 10 RB
25
MCS vs RB
MCS 3
20 15 10 5 0
512kpbs12345
6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21
LTE上行链路SINR
SINR 目标值受以下因素影响:
对于极化分集，密集市区、一般市区、和郊区选择交叉极化，乡村可以选择垂直极化。
在一些特殊覆盖的场景中，如高速公路、 铁路、超远覆盖等，可以采用半功率角更 窄，增益更高的天线，例如增益21dBi， 水平半功率角33°的天线。
数字微波系统的链路指标计算
对于LMDS系统而言，调制方式对系统性能有着很大的影响，因此，选择适当的调制技术十分关键。
以下我们将以大唐LMDS产品为例探讨采用QPSK 和16QAM自适应调制技术的合理性。
此外，系统载波带宽的选择也对系统的性能有着重要的影响，因为，不同的载波带宽会有传输性能上的差异及制造成本上的不同，如何根据业务的需要从多个方面进行权衡选择是值得探讨的问题。
调制方式的选择多数LMDS系统产品采用QPSK（或4QAM）和16QAM自适应调制方式，部分产品仅使用QPSK（或4QAM）一种调整方式。
大唐无线通信公司的R3000LMDS系统采用了QPSK和16QAM自适应调制技术及RS前向纠错，接收机门限在BER＝10－9时分别是－77dBm/16QAM和－83.3dBm/QPSK，两种调制方式在系统参数相同的情况下，衰落储备差6.3dB。
有人认为从抗雨衰能力的角度出发，16QAM技术并不可取，这种看法是片面的。
因为，对一个特定的降雨区要求可用性指标达到99.99％时，最大通信距离必然是按QPSK调制方式下估算的，如果同样在这个距离上使用16QAM调制方式时，可用性指标将劣化到95％，这就意味着LMDS系统可以在95％的时间内工作在16QAM方式下，也就是在95％的时间内在14MHz带宽上可传输36Mbps速率信号，仅在5％的时间段因降雨调整到QPSK方式下工作，此时，在14MHz带宽上仅可传输16Mbps 速率信号，相比之下，单纯采用QPSK（或4QAM）调制方式的系统，在同样距离上99.99％的时间，在14MHz带宽上，都只能传输16Mbps速率信号，两者的优劣自然是十分清楚的。
当然上面在16QAM方式下的可用性数据仅是一个设计期望值，实际情况会因不同气候区而异，大唐无线通信公司的R3000LMDS系统16QAM与QPSK自适应转换的判决区间是SNR＝（16～25）dB。
在考虑到16QAM与QPSK两种调制方式下，传输速率相差一倍的因素时，凡具有这种性能的LMDS系统对用户业务的QoS保证应有相应的策略。
链路预算公式与说明
表示10Log X 斜体 表示10X/10c=2.998e8 光速地球赤道半径 h=35793km 卫星离地面高度K=1.38×10-23J/K 波尔兹曼常数 为单位面积理想天线增益G 0Noise(K)=290×[Noise(dB)-1]D =()()f cos 222e e e e R h R h R R +-++ 天线与卫星的距离 Free space loss =32.4+20Log(D ×f ) 自由空间传输损耗（注：D 单位km ；f 单位MHz ）Symbol rate =Date rate /（M ×FEC code rate ） 符号率(MBaud)占用带宽(MHz) Spread factor=1.2噪声带宽(dB.Hz)Allocated transponder bandwidth = (Symbol rate ×Carrier spacing factor )+ Bandwidth allocation step size转发器分配带宽(MHz) 上行链路功放功率与天线选择：EIRP US = Free space loss U + Atmospheric absorption U + Tropospheric scintillation fading U +Mispoint loss U +SFD 上行饱和等效全向辐射功率dBWEIPR U = EIRP US -IBO载波在卫星天线口面上的通量密度dBW(PFD)Total HPA power required= EIRP U - Antenna gain - (Coupling loss)U 所需功放功率W （也可以固定功率来确定天线尺寸）(C/N 0)U =EIRPU -( Free space loss U + Atmospheric absorption U + Tropospheric scintillation fading U +Mispoint lossU (G/T)S(C/N)U = (C/N=SFD IBO (G/T)S - Noise bandwidthAntenna efficiency =Antenna gain ×c 2/(πRf)2 天线增益效率（注：c 单位m ；f 单位Hz ；R 单位m ）Antenna noise =⎰⎰πππ200sin ),(),(41f q q f q f q d d T R =⎰⎰Ωπ42),(),(1d A T B f q f q λ 以波长为单位，天线有效面积为权重的亮温度对全天空的积分≈15×Antenna efficiency+(1-Antenna efficiency )×[15×sin θ/(cos θ+sin θ)+(140+θ)×cos θ/(cos θ+sin θ)]G/T= Antenna gainEIRP D = EIRP S -OBO(C/No)D =EIRP D –(Free space loss D + Atmospheric absorption D + Tropospheric scintillation fading D + Mispoint loss D G/T(C/N)D =(C/No)D -Noise bandwidth=EIRP D –(Free space loss D + Atmospheric absorption D + Tropospheric scintillation fading D + Mispoint loss D G/T -Noise bandwidthC/(N+I)C/(N+I) = C/(No+Io) - Noise bandwidthEb/(No+Io)频谱仪读到的MARKE DELTA= C/(N+I) +1=(C+N+I)/(N+I)Es/N 0一、转发器参数SFD、G/T、EIRP、载波输入回退CIBO(Carrier InputBackoff)和载波输出回退COBO(Carrier Output Backoff)G/T 被称为figure of merit，即接收系统的品质因素。
LTE网络规划中的链路预算
TD-LTE链路预算模型
•
其它增益
阴影衰落余量上行链路预算模型
UE天线增益
干扰余量
人体损耗
穿透损耗
eNodeB线缆损耗
eNodeB天线增益
路径损耗
上行链路预算基本公式
• PL_UL= Pout_UE+ Ga_BS+ Ga_UE–Lf_BS– Mf– MI–Lp–Lb– S_BS • PL_UL：上行链路最大传播损耗，单位dB • Pout_UE：手机最大发射功率，单位dBm • Lf_BS：馈线损耗，单位dB • Ga_BS：基站天线增益、Ga_UE 移动台天线增益，单位dBi • Mf阴影衰落余量（与传播环境相关），单位dB • MI ：干扰余量（与系统设计容量相关），单位dB • Lp：建筑物穿透损耗（要求室内覆盖时使用），单位dB • Lb 人体损耗，单位dB • S_BS:基站接收机灵敏度(与业务、多径条件等因素相关) ，单位dBm
TD-LTE链路预算
• 链路预算是覆盖规划的前提，通过它能够指导规划区内小区半径的设置、 所需基站的数目和站址的分布。
• 链路预算要做的工作就是在保证通话质量的前提下，确定基站和移动台 之间的无线链路所能允许的最大路径损耗。
• 一般情况下，下行覆盖大于上行覆盖，即上行覆盖受限。 • 从链路预算给出的最大路损，结合传播模型可算出小区的覆盖范围。
平坦地面宏蜂窝（Okumura-Hata, COST 231,General Model） 丘陵与山地（Egli） 微蜂窝（Walfish-lkegami, Ray-Tracing） 室内覆盖（Okumura-Hata）
传播模型及校正
数据准备
1. 电子地图 2. 基站 3. 扇区 4. 天线数据
CDMA网络规划之链路预算
N是热噪声功率；
r是终端在下行信道接收到的总干扰功率和热噪声功率的比值；
这其中前向导频信道的ERP，即 是固定不变的。而因为r=（总干扰功率）/N，因此rN=总干扰功率。总干扰功率包括热噪声N，包括来自本小区的干扰 ，也包括来自其它小区的干扰 ，即：
在实际的网络设计工作中，我们要根据基站天线到某个地点的距离、天线的下倾角、本小区和其它小区的干扰估算（根据系统设计容量）等参数，对（1）式进行计算，估算这个地点的覆盖质量EC/IO。
根据需要Eb/NO，我们能够计算出路径损耗，并进而根据传播模型算出终端和基站之间的距离。
有时候链路分析中需要知道接收机灵敏度（receiver sensitivity）。接收机灵敏度是接收机解调信号所需要的最小接收功率。对于前向基本信道，接收机灵敏度RSF的计算公式如下：
是反向的路径损耗，其中d0是到基站的距离，θ0是天线的方向角。
是基站接收天线的增益，它是方向角的函数；
N是热噪声功率；
W是系统带宽，为1.25MHz；
是反向基本信道的数据传输速率；
是基站接收天线接收到的总干扰功率和热噪声功率的比值；
尽管CDMA 2000也有反向导频信道，但是（3）并不包含正交因子，因为每个移动终端可以自由发射自己的反向导频信道，而基站并没有试图对这些反向导频信道进行同步。反向导频信道主要用于反向信道的相干解调，它的价值体现在CDMA 2000反向基本信道的较低的EB/NO数值上。
前向导频信道的EC/IO；
前向基本信道的EB/NO；
反向基本信道的EB/NO；
EB/NO是每个比特的能量（energy-per-bit，EB）和噪声功率密度（noise-power density）的比值。如果我们把EB等同为在一个比特的持续时间内的平均信号功率，则EB/NO也可以被视作信噪比SNR。即EB=SBTB，其中SB是平均信号功率，而TB是一个比特的持续时间。需要注意的是，能量（energy）等于功率（power）乘以时间。如果用比特速率（RB，是TB的倒数）代替上式中的TB，则：
射频电路(系统)的线性指标及测量方法
射频电路（系统）的线性指标及测量方法蒋治明1、线性指标1.1 1dB压缩点(P1dB——1dB compression point )射频电路（系统）有一个线性动态范围，在这个范围内，射频电路（系统）的输出功率随输入功率线性增加。
这种射频电路（系统）称之为线性射频电路（系统），这两个功率之比就是功率增益G。
随着输入功率的继续增大，射频电路（系统）进入非线性区，其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加，也就是说，其输出功率低于小信号增益所预计的值。
通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率值定义为输出功率的1dB压缩点,用P1dB表示（见图1）。
典型情况下，当功率超过P1dB时，增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率，其值比P1dB大3dB～4dB。
1db压缩点愈大，说明射频电路（系统）线性动态范围愈大。
图1 输出功率随输入功率的变化曲线1.2 三阶交调截取点（IP3——3rd –order Intercept Poind）当两个正弦信号经过射频电路（系统）时，此时由于射频电路（系统）的非线性作用，会输出包括多种频率的分量，其中以三阶交调分量的功率电平最大，它是非线性中的三次项产生的。
假设两基频信号的频率分别是F1和F2，那么，三阶交调分量的频率为2F1-F2和2F2-F1。
图2是输入信号和输出信号的频谱图。
图3反映了基频（一阶交调）与三阶交调增益曲线，当输入功率逐渐增加到IIP3时，基频与三阶交调增益曲线相交，对应的输出功率为OIP3。
IIP3与OIP3分别被定义为输入三阶交调载取点（Input Third-order Intercept Point）和输出三阶交调载取点（Output Third-order Intercept Point）。
三阶交调截取点（IP3）是表示线性度或失真性能的重要参数。
IP3越高表示线性度越好和更少的失真。
图3中A 线是基频（有用的）信号输出功率随输入功率变化的曲线，B 线是三阶失真输出功率随输入功率变化的曲线。
射频链路预算范文
射频链路预算范文在进行射频链路预算之前，需要明确一些基本参数，如传输距离、频率带宽、天线增益、发送功率、接收灵敏度等。
这些参数的选择将直接影响到射频链路预算的结果。
第一步是计算自由空间损耗，根据传输距离和天线之间的距离来确定信号在自由空间中的衰减。
自由空间损耗可以由以下公式计算得出：PL(dB) = 20log(d) + 20log(f) + 20log(4π/c)其中，PL为自由空间损耗（dB），d为传输距离（米），f为频率（Hz），c为光速（米/秒）。
第二步是计算路径损耗，考虑到信号在传输过程中会受到障碍物和干扰的影响，进一步降低信号的功率。
路径损耗可以通过经验公式或射频仿真软件来估算，具体的计算方法因具体情况而异。
第三步是确定发送功率和接收灵敏度。
根据计算得到的路径损耗，可以通过以下公式来确定所需的发送功率和接收灵敏度：Pt=Pr+PL+Lm+Mc其中，Pt为发送功率（dBm），Pr为接收灵敏度（dBm），PL为路径损耗（dB），Lm为附加的衰减或噪声（dB），Mc为连接亏损或多径损失（dB）。
通过以上三个步骤的计算，我们就可以得到射频链路预算的结果。
除了上述的基本计算步骤，还可以添加一些额外的参数计算，如多径效应、干扰等，以满足实际应用的需求。
射频链路预算在无线通信系统的设计和优化中起着重要的作用。
它可以帮助工程师评估和优化射频链路的性能，提高系统的可靠性和质量。
同时，射频链路预算也是建设和维护通信系统成本的重要参考依据。
只有通过合理的射频链路预算，才能在有限的资源和预算范围内实现高效的通信系统。
总结起来，射频链路预算是无线通信系统设计中不可或缺的一部分。
它通过计算和估算信号的衰减和损失，确定所需的发送功率和接收灵敏度，从而使通信系统能够在合理的预算范围内正常运行。
它不仅能够提高系统的性能和可靠性，还可以帮助工程师优化资源的利用，降低建设和维护成本。
因此，射频链路预算在无线通信系统设计和优化中具有重要的意义。
射频链路指标预算
DPD通道分析
LOG or F MAGNITUDE 33.5
-15.5 33.8 0
-90.1567 -90.1567 9.64564E-10
-67.6 1.7378E-07 4 66
-75.8021 2.62899E-08 -66.9673 2.01035E-07
• 1.进入ADC的热噪声： -174 + 65.84 + 33.5 - 15.5 = -90.16dBm/3.84MHz
20
pxv1220s
-3
BIF3
20
LPF
-1
PI
-3
ETC412
-1.5
IP3 3 2 9 1 2 5.2 0 10 3 5.2 3 5.2 1 3 1.5
Pin
-125
S Gain S NF
S IP3 Pout
30
30
3
30
-95
100
28 3.001272909
28
-97
40
19 3.025152524 18.96564
23 3.185223119 18.74307
-102
40
43 3.209317466 36.31592
-82
100
40 3.209420929 33.31592
-85
40
60 3.209900305 39.80218
-65
100
59 3.209900842 38.80218
-66
100
56 3.209903441 35.80218
目录
中频盘链路构成
OIP3与NF计算公式
• 以两阶系统为例：
发射通道链路预算
链路预算-经验交流
95% area coverage case, only
4 0 4 0 4 applicable to soft handoff regions 0
p q r
Log-normal fade margin Building/Vehicle Penetration Loss Maximum Path Loss w/respect to isotropic antennas
项目 链路运算表 (d1) 每个业务信道的有 效发射功率=(a1-b+c) (d2) 发射机有效发射的 总功率= (a2-b+c) (e) 接收天线增益 前项 dBm dBm dBm 反向 dBm dBm 13 dBi 车速 10 dBi 行人 2 dBi 室内
(f) 接收端电缆、连接器与
合并器等损耗 (g) 接收机噪声系数
定义
市区内较分散的商业楼、高密度住宅楼、及购物中心 城镇区较低的楼层、市郊商业楼及住宅楼 开阔区域，含分散的住家、农家
设计参数-建筑物穿透损耗
设计参数-建筑物穿透损耗
建筑物的穿透损耗 (依据相应的要求改变)例如, 高密度市区和市区（相应于高话务密度区）： 20-25dB 郊区（相应于中话务密度区）: 10-15dB 半郊区和乡村（相应于低话务密度区）: 6-10dB 车内穿透损耗 : 6 dB
0 数据用户无人体损耗 2 25 15 假设值 3 4 -174 5.5 72% 的负载对3G1x -164.5 51.9 考虑空间分集接收，Turbo编码 增益 ; 1% 目标 FER 对应 9.6kbps, 2%FER 对应 19.2kbps, 2%FER对应38.4 kbps, 3% FER对应76.8kbps, 1.5 5%对应153.6kbps -112.3 4 90%的边缘覆盖 分集增益已经包括在所需Eb/Nt 0 中 90%的边缘覆盖对应8dB对数 10.3 正态标准偏差 6.0 车内 137.0
无线链路预算
无线链路预算1.1天线自由波的无线链路预算天线自由波的无线链路预算公式如下：Pr (dBm) = Pt (dBm) + Gt (dBi) – PL (dB) + Gr (dBi) – Lc (dB) 其中，Pr为接收电平（dBm），Pt为最大发射功率（15dBm），Gt为发射天线增益（15dBi），PL为路径损耗，Gr为接收天线增益（9dBi），Lc为综合损耗（隧道内预计20dB，开放空间预计16dB）。
根据上述无线链路预算公式，计算可得：2.4GHz隧道内AP接收到信号强度为-86dBm的信号时，路径损耗：PL =15＋9+86＋10－10－20=90 (dB)2.4G室外AP接收到信号强度为-86dBm的信号时，路径损耗：PL =15＋9+86＋10－10－16=94 (dB)对于2.4G的隧道环境传播模型，路径损耗公式如下：PathLoss(dB)=40+10*n*log（d）其中，n在隧道环境取值为1.8；d是距离，单位是m。
由此公式计算得：路径长度为600m时，路径损耗值为90dB。
对于2.4G的室外环境（试车线或地面线路）传播模型，路径损耗公式如下：PathLoss(dB)= 32.5+20* logF(MHz)+20*logD(Km)= 100+20*log(D)其中，D是距离，单位是公里。
由此公式计算得：开放空间路径长度为500米时，路径损耗值为94dB。
1.2漏缆的无线链路预算漏缆的无线链路预算公式如下：Pr (dBm) = Pt (dBm) -Pd (dBi) – PL (dB) –Pc（dBi）+ Gr (dBi) – Lc (dB) 其中，Pr为接收电平（dBm），Pt为发射功率（10dBm），Pd为合路分路电桥及射频线缆损耗（4dBi），PL为漏缆传输损耗，Pc 为漏缆的耦合损耗（按95%，2米间距，为66dBi），Gr为接收天线增益（5dBi），Lc为综合损耗（包括车载功分器、射频线缆及设计富裕度，约14dB）。
350-5G链路预算
5G链路预算链路预算是通信系统用来评估网络覆盖的主要手段，通过对系统中上、下行信号传播途径中的各种影响因素进行考察，对系统的覆盖能力进行评估，获得保持一定通信质量下链路所允许的最大传播损耗，再根据相应的传播模型可以计算出特定区域下的覆盖半径。
下行链路预算过程如下：上行链路预算过程如下：针对链路预算，是需要输入很多的参数进行评估的，但在5G网络中，目前设备有64通道和32通道的区别，这两款设备虽然最大功率都可以达到320W，但由于天线阵列的组合不一样，导致在垂直面的覆盖差别很大。
两款设备在水平面的覆盖能力相对，差异主要还在垂直面，下图可以直观的表述。
通过仿真结果，64T相比32T在30米以上楼层垂直维度覆盖能力更为突出，并且随着楼层的增加，覆盖优势更明显。
所以，在链路预算中，我们以64T的AAU为对象进行计算。
频率以中移的2.6GHz 为参考，上下行时隙及特殊时隙配置：5ms帧结构，子帧配置为7:2（DDDSUUDDDD），特殊子帧配比为6:4:4.系统总带宽100MHz，下行发送功率按53dBm计算，上行按26dBm计算，基站天线是64T64R（192阵子），终端天线是2T4R，上下行天线增益分别是25.5/28dBi。
子载波间隔SCS=30khz，RB数是273个，子载波数=273*12=3276个。
其他参数如下：人体损耗：2dBOTA损耗：4dB阴影衰落余量：8.3dB（按95%的正态分布）穿透损耗：15dB传播模型：Uma NLOS模型或SPM模型。
第一个是室外模型，第二个是室内模型。
NLOS的公式及要求如下：PL = P TxPower + Gain antenna– Loss – (SNR+N)其中，Loss包括人体损耗、阴影衰落、OTA损耗和建筑物穿透损耗。
将数字代入公式后，得出的结果如下：在327米的距离，上行只能保证1Mbps的速率，但下行还有93Mbps。
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射频链路指标预算
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• • • • • • • • • • • • • • • 中频盘链路构成 OIP3与NF计算公式 发射通道链路预算 反馈通道链路预算 接收通道链路预算 基本公式 ACPR分析 本振泄露分析 DPD通道分析 接收灵敏度分析 阻塞与反混叠滤波器分析 互调分析 半中频杂散分析 LC滤波器设计 滤波器带宽要求
IP3
3 2 9 1 2 5.2 0 10 3 5.2 3 5.2 1 3 1.5 30 100 40 100 100 40 35 100 100 40 100 40 100 100 100
S Gain
30 28 19 18 16 36 36 26 23 43 40 60 59 56 54.5
S NF
S IP3
30 28 18.96564 17.96564 15.96564 34.51999 31.74307 21.74307 18.74307 36.31592 33.31592 39.80218 38.80218 35.80218 34.30218
Pout
-95 -97 -106 -107 -109 -89 -89 -99 -102 -82 -85 -65 -66 -69 -70.5
• G=10dB，NF=18.9，OIP3=31.5，Pout=-3.5
反馈通道链路预算
Pin CP Device HMC472 HMC349 HMC485 LPF PI BIF3 LPF PI ETC412 15.5 Gain -17 -1 -9 -1 -1 16 0 -1 -1.5 NF 17 1 9 1 1 4.5 0 1 1.5 IP3 35 49 40 100 100 40 100 100 100 S Gain -17 -18 -27 -28 -29 -13 -13 -14 -15.5 S NF 17 18 27 28 29 33.5 33.5 33.51001056 33.5300205 S IP3 35 33.86479 24.73366 23.73366 22.73366 36.31054 36.31054 35.31054 33.81053 Pout -1.5 -2.5 -11.5 -12.5 -13.5 2.5 2.5 1.5 0
• G=54.5dB，NF=3.21，OIP3=34.3
基本公式
• • • • • • • 系统ACPR = RF Power – 热噪声 – NF - 信号底噪 – 最大非线性产物 接收灵敏度 = 热噪声 + NF + SNR – 处理增益 OIP3 = RF Power + IMD3/2，IMD3 = RF Power – 最大非线性产物 最大非线性产物 = RF Power – 2*(OIP3 - RF Power ) OIP3 = IIP3 + G，IIP3 = RF Power(Input) + IMD3/2(Input) 接收系统串联IIP2 = 2*RF Power + Pr = RF Power + IMR2 IMR2 = RF Power - Pr
ACPR分析
ACPR analysis KTB SAMPLE CLK (M) BW IF (M) CLK NOISE DAC NOISE CLK TO DAC NOISE DAC OUTPUT NOISE BW GAIN DAC NOISE FLOOR CHANNEL NF CHANNEL GAIN CHANNEL OIP3 SIGNAL POWER SIGNAL Noise KTB Noise SIGNAL NF CHANNEL OIP3 TO ACPR MAX P3rd Total CHANNEL Noise CHANNEL MAX ACPR LOG or F MAGNITUDE -174 3.98107E-18 737.28 3840000 140 -145 -158 1.58489E-16 -159.43 1.14023E-16 -155.583 2.76493E-16 65.84331 -89.7398 1.06173E-09 18.86 10 31.5 -3.5 -79.7398 1.06173E-08 -79.2967 1.17579E-08 -76.5023 2.23753E-08 -70 -73.5 4.46684E-08 -71.7364 6.70436E-08 -68.2364
中频盘链路构成
OIP3与NF计算公式
• 以两阶系统为例：
发射通道链路预算
Pin TX Device Gain NF LPF -1 TRF3703 1 PI -5 RFFILTER -4 PI -4 BG18C 15.5 HMC472 -3 PI -3 BG18C 15.5 PI -2 -13.5 IP3 1 11 5 4 4 4.5 3 3 4.5 2 100 23 100 100 100 40 35 100 40 100 S Gain -1 0 -5 -9 -13 2.5 -0.5 -3.5 12 10 S NF 1 12 12.5554288 13.57786519 15.4159865 18.51766142 18.55172197 18.61889373 18.8553251 18.85741066 S IP3 100 23 18 14 10 25.34858 22.11891 19.11891 33.51415 31.51415 Pout -14.5 -13.5 -18.5 -22.5 -26.5 -11 -14 -17 -1.5 -3.5
• G=-15.5dB，NF=33.5，OIP3=33.8，Pout=0
接收通道链路预算
Pin RX Device Gain NF LNA 30 PI -2 HMC485 -9 LPF -1 PI -2 BIF3 20 HMC472 0 SAWFILTER -10 PI -3 BIF3 20 pxv1220s -3 BIF3 20 LPF -1 PI -3 ETC412 -1.5 -125