射频链路指标预算
7-LTE链路预算
64kbps RB 2
128kbps 4
256kbps 7
384kbps 8
512kbps 10
1024kbps 17
MCS
2
1
2
3
3
4
LTE上行链路TBS
TBS：Transport Block Size 对于给定的MCS和TBS可以对应不同的RB数。
TBS表
LTE上行链路MCS
MCS：Modulation & Coding Scheme 对应给定RB数，不同的TBS Index（ITBS）承载的TBS也不 同。
人体损耗
VoIP业务：3dB 数据业务：0dB
LTE上行链路预算
终端天线增益和发射功率
LTE上行链路预算
MAPL= 最大发射功率 – 接收机灵敏度– 损耗 – 裕量 +增益
1 2 3 4 5
6 7 8 9 10 11 12
MAPL=12-1-2+3-4+5-6+7-8-9-10+11 传播模型
256 1260 -2.38 3 -113.0 -112.4
128 720 -2.28 3 -115.4 -114.7
64 360 -0.30 3 -118.4 -115.7
LTE上行链路MAPL(最大可用路径损耗)分析
要求的接收信号
本小区信号 其他小区、 干扰信号 噪声 要求的 SINR
MAPL 要求的接收信号 小区半径
LTE上行链路分配RB数
64kbps
128kbps
256kbps
384kbps
512kbps
1024kbps
RB
射频技术射频链路
允许邻道 干扰的最大电平
解调门限
ACS Pl Ps Eb Nt 41 93 23 29dB 中频声表面波滤波器的邻道抑制>29dB
射频技术
SKLMMW
IV.阻塞特性分析
带内阻塞是指在有用信号功率为-104dBm，阻塞点频信 号功率为-46dBm（偏离10MHz）以及阻塞谱信号为46dBm（偏离20MHz）时，误码率小于0.001。该指标 对接收机前端的非线性和射频本振（RF LO）的相位噪 声都提出了较高的要求。。
Q
BPF
PA
优点：结构简单，器件少，成本低； 缺点：I/Q相位的幅度和相位不平衡不易调节，易造成
较大的载波泄漏和边带泄漏
射频技术
SKLMMW
(II)超外差发射机原理框图
I
sinω1t
cosω1t
Q
IF BPF
RF BPF
PA
LO
优点：低频调制器具有更好的幅频特性；功放和本振有 很好的隔离；
缺点：所需元件多，增加噪声，增加发射机的复杂度、 体积、功耗和成本。
RF BPF
LNA
IMG REJ Filter
RFLO
IF BPF
AMP
LPF Demod
IFLO
Fcascade
F1
F2 G1
1
F3 1 G1G2
Fi 1 G1G2 Gi1
NFcascade 10 log Fcascade
I
ADC
Q
ADC
FRF Receiver
链路余量与可用率
pp.201《数字通信-基础与应用 》（二版）B. Skalar
CDMA链路预算及容量计算(CLL)
50%
域 40% 30% 20%
0.675
-105 + 5.4 = -99.6 dBm
10%
0% -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3
设计的中值电平强度须设定为-99.6 dBm
概率密度 0.6755.4 dB
正态分布
75%
- 105 dBm 8dB
149.67
建筑物穿透损耗（dB） 上行链路损耗 基站天线高度（m） 移动台高度（m） 射频中心频率（MHz） Hata模型地形修正 1km损耗A（dB） 斜率B 基站半径R（km）
CDMA链路预算及容量计算
h
1
课程内容
➢ CDMA链路预算
链路预算基本概念 IS95反向链路预算 CDMA2000 1x反向链路预算
CDMA容量计算
h
2
什么是链路预算
➢ 根据无线空间传播模型，为满足解调要求所需接收功率,计 算从发射端到接收端之间允许的最大路径损耗，确定小区覆 盖半径的过程。
➢ 对一条通信链路中的各种损耗和增益的核算。
在容量分布相对分散且较开阔区域，天线高度相 对高些，以覆盖较大的区域。
天线高度取值如下：密集城区 30米；城区 40米； 郊区和农村 50米。
h
21
cdma2000 1x系统800M反向链路预算
传播环境 业务类型 业务速率（kb p s ） 手机标称发射功率(dBm) 手机天线增益(dBi) 人体/车损耗（dB） 手机ERP（dBm) 基站天线增益(dBi) 基站跳线损耗(dB) 基站馈缆损耗(dB/100米) 基站馈缆长度(米） 其它损耗估计(dB) 基站天馈损耗(dB) 热噪声谱密度(dBm/Hz) 噪声系数（dB） 数据速率(b p s )
关于微波通信的链路预算
微波通信的链路预算就以一个例子介绍微波传输链路的预算。
1.自由空间传输损耗电磁波在自由空间（无阻挡、无障碍）中的传输损耗为：Ls（dB）=92.4+20lgF+20lgD其中：F：发射频率，单位为GHzD：传输距离，单位为公里（km）例如：5.8GHz频率的信号传输20公里的损耗为：Ls=92.4+15.3+26=133.7dB2.系统增益设备的系统增益为：Gs=Pt-Pro其中：Pt为设备射频输出功率Pro为系统接收灵敏度例如，对于MSR-1010扩频微波设备，Pt=23dBm，Pro=-89dBm那么，该设备的系统增益为：Gs=112dB3.链路总增益Gl=Gs+Gt+Gr其中：Gt为发射端的天线增益（dB）Gr为接收端的天线增益（dB），一般来说，发射天线和接收天线采用相同的天线口径，即Gt=Gr例如，收发两端都用0.6米口径的天线，其增益为Gt=Gr=28.5dB，那么链路增益为，Gl=112+28.5+28.5=169dB4.链路总损耗Lt=Ls + Lft + Lfr其中：Lft为发射端ODU和天线之间的电缆损耗Lfr为接收端ODU和天线之间的电缆损耗例如，对于MSR-1010设备，ODU与天线之间的馈线长度为1.5-2.0米，在5.8GHz 频率，其损耗为0.5dB。
那么，链路总损耗为：Lt=133.7+0.5+0.5=134.7dB5.链路储备余量微波链路的储备余量为：Margin=Gl – Lt例如，对于上述微波链路，其链路储备余量为：Margin=169-134.7=34.3dB反之，如果确定了链路的储备余量，可以反推出所需要的天线口径。
在所用设备、通信距离和工作频率确定以后，天线口径和链路的储备余量之间是可以推算出来的，即天线增益的提高量（收发天线合计）就转化为链路储备余量的增加量。
图1给出了微波链路增益损耗计算模型，图中各个环节的增益（损耗）定义见上文。
根据该模型，无线通信工程师可以很容易计算出某具体微波链路的功率预算。
光模块中链路预算与传输距离的关系
光模块中链路预算与传输距离的关系
1. 定义释义
链路预算（link budget通常可以用来估算信号能成功从发射端传送到接收端之间的最远距离。
理想条件下，光模块最远传输距离=链路预算/模块发光波长在单位长度光纤上的衰减值，
其中链路预算=最小发射光功率-接收灵敏度，单位是dB。
2. 应用：有四个光通信波长窗口，在单模光纤中，最常用的是1310nm窗口和1550nm 窗口：在1550nm(1.5um）处，光纤衰减约为0.2～0.3dB/km，而1310nm(1.3um)处光纤衰减约为0.3～0.4dB/km。
3. 传输距离计算
以波长为1550nm的10G ER光模块为例，传输距离要求大于等于40km：
光模块发射光功率范围为-4dBm～4dBm，最小接收灵敏度为-16dBm，发光波长为
1550nm(第三窗口），光纤衰减我们取中间值0.25dB/km。
那么link Budget = -4dBm(最小的发射光功率）-（-16dBm(灵敏度））= 12dB，理论传输的最远距离为12/0.25= 48km 。
4. 相关专业术语的英文：
最小发射光功率minimum out Power
9μm中的μm，中文：miu, 英文：micrometer
微米（Micrometer）符号是µm。
1微米相当于1米的一百万分之一（10-6，此即为“微”的字义）
5. 补充：光纤9/125um是单模（内径是9μm外径是125μm）的8芯光纤。
单模是一种长距离传输的模式，波长是1310和1550两种；多模是一种短距离传输的模式（传输距离限制在2000米以内），波长是850和1300两种。
56. 什么是信号传输中的链路预算？
56. 什么是信号传输中的链路预算？56、什么是信号传输中的链路预算？在当今这个高度数字化和信息化的时代，信号传输无处不在。
从我们日常使用的手机通信，到卫星电视的接收，再到各种无线设备之间的数据交换，信号的稳定传输都至关重要。
而要确保信号能够有效地从发送端到达接收端，并保持一定的质量和可靠性，就离不开链路预算这个关键的概念。
那么，到底什么是信号传输中的链路预算呢？简单来说，链路预算就是对信号在传输路径上的各种增益和损耗进行评估和计算的过程。
它就像是一场信号传输的“精打细算”，通过综合考虑各种因素，来预测信号能否成功到达目的地，并达到预期的性能指标。
为了更清楚地理解链路预算，我们可以把信号传输的路径想象成一条长长的道路。
信号从发送端出发，就像是一辆汽车从起点出发。
在行驶的过程中，会遇到各种各样的情况，有的会让汽车跑得更顺畅，这就是增益；有的则会阻碍汽车前进，这就是损耗。
先来说说增益。
增益就像是给信号这辆“汽车”加油助力，让它能够跑得更远更强。
在信号传输中，增益可能来自多个方面。
比如，发送端的发射功率增大，这就相当于给汽车装上了更强大的发动机，能让信号一开始就具有更强的“动力”。
还有，使用高增益的天线，就好比给汽车装上了一个高效的导流装置，能让信号更集中、更有效地朝着接收端的方向传播。
再看看损耗。
损耗则是信号传输道路上的各种“绊脚石”。
比如，信号在空气中传播时，会因为距离的增加而逐渐减弱，这就是路径损耗。
就好像汽车跑得越远，汽油消耗得越多，速度也会逐渐变慢。
另外，信号穿过建筑物、障碍物或者受到其他电磁干扰时，也会产生损耗，这就像是汽车在路上遇到了堵车、路况不好等情况，会影响其前进的速度和效率。
链路预算要把这些增益和损耗都综合考虑进去。
通过精确的计算和分析，来确定接收端最终能够接收到的信号强度是否足够。
如果计算结果表明接收端的信号强度低于某个阈值，那么就可能会出现通信中断、数据错误或者图像模糊等问题。
7-LTE链路预算
64kbps RB 2
128kbps 4
256kbps 7
384kbps 8
512kbps 10
1024kbps 17
MCS
2
1
2
3
3
4
LTE上行链路TBS
TBS：Transport Block Size 对于给定的MCS和TBS可以对应不同的RB数。
TBS表
LTE上行链路MCS
MCS：Modulation & Coding Scheme 对应给定RB数，不同的TBS Index（ITBS）承载的TBS也不 同。
8 dB 95% 86. 2% 8.7 dB 90% 75. 1% 5.4 dB
7 dB 95% 84. 9% 7.2 dB 90% 73. 3% 4.3 dB
6 dB 95% 83. 9% 5.9 dB 90% 70. 9% 3.3 dB
密集市区、一般市区、郊区的标准方差取8dB 乡村和公路的标准方差取6dB
MCS表
LTE上行链路TBS和MCS
512kbps 10 RB
25
MCS vs RB
MCS 3
20 15 10 5 0
512kpbs12345
6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21
LTE上行链路SINR
SINR 目标值受以下因素影响:
对于极化分集，密集市区、一般市区、和郊区选择交叉极化，乡村可以选择垂直极化。
在一些特殊覆盖的场景中，如高速公路、 铁路、超远覆盖等，可以采用半功率角更 窄，增益更高的天线，例如增益21dBi， 水平半功率角33°的天线。
数字微波系统的链路指标计算
对于LMDS系统而言，调制方式对系统性能有着很大的影响，因此，选择适当的调制技术十分关键。
以下我们将以大唐LMDS产品为例探讨采用QPSK 和16QAM自适应调制技术的合理性。
此外，系统载波带宽的选择也对系统的性能有着重要的影响，因为，不同的载波带宽会有传输性能上的差异及制造成本上的不同，如何根据业务的需要从多个方面进行权衡选择是值得探讨的问题。
调制方式的选择多数LMDS系统产品采用QPSK（或4QAM）和16QAM自适应调制方式，部分产品仅使用QPSK（或4QAM）一种调整方式。
大唐无线通信公司的R3000LMDS系统采用了QPSK和16QAM自适应调制技术及RS前向纠错，接收机门限在BER＝10－9时分别是－77dBm/16QAM和－83.3dBm/QPSK，两种调制方式在系统参数相同的情况下，衰落储备差6.3dB。
有人认为从抗雨衰能力的角度出发，16QAM技术并不可取，这种看法是片面的。
因为，对一个特定的降雨区要求可用性指标达到99.99％时，最大通信距离必然是按QPSK调制方式下估算的，如果同样在这个距离上使用16QAM调制方式时，可用性指标将劣化到95％，这就意味着LMDS系统可以在95％的时间内工作在16QAM方式下，也就是在95％的时间内在14MHz带宽上可传输36Mbps速率信号，仅在5％的时间段因降雨调整到QPSK方式下工作，此时，在14MHz带宽上仅可传输16Mbps 速率信号，相比之下，单纯采用QPSK（或4QAM）调制方式的系统，在同样距离上99.99％的时间，在14MHz带宽上，都只能传输16Mbps速率信号，两者的优劣自然是十分清楚的。
当然上面在16QAM方式下的可用性数据仅是一个设计期望值，实际情况会因不同气候区而异，大唐无线通信公司的R3000LMDS系统16QAM与QPSK自适应转换的判决区间是SNR＝（16～25）dB。
在考虑到16QAM与QPSK两种调制方式下，传输速率相差一倍的因素时，凡具有这种性能的LMDS系统对用户业务的QoS保证应有相应的策略。
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射频链路指标预算
…
目录
• • • • • • • • • • • • • • • 中频盘链路构成 OIP3与NF计算公式 发射通道链路预算 反馈通道链路预算 接收通道链路预算 基本公式 ACPR分析 本振泄露分析 DPD通道分析 接收灵敏度分析 阻塞与反混叠滤波器分析 互调分析 半中频杂散分析 LC滤波器设计 滤波器带宽要求
IP3
3 2 9 1 2 5.2 0 10 3 5.2 3 5.2 1 3 1.5 30 100 40 100 100 40 35 100 100 40 100 40 100 100 100
S Gain
30 28 19 18 16 36 36 26 23 43 40 60 59 56 54.5
S NF
S IP3
30 28 18.96564 17.96564 15.96564 34.51999 31.74307 21.74307 18.74307 36.31592 33.31592 39.80218 38.80218 35.80218 34.30218
Pout
-95 -97 -106 -107 -109 -89 -89 -99 -102 -82 -85 -65 -66 -69 -70.5
• G=10dB，NF=18.9，OIP3=31.5，Pout=-3.5
反馈通道链路预算
Pin CP Device HMC472 HMC349 HMC485 LPF PI BIF3 LPF PI ETC412 15.5 Gain -17 -1 -9 -1 -1 16 0 -1 -1.5 NF 17 1 9 1 1 4.5 0 1 1.5 IP3 35 49 40 100 100 40 100 100 100 S Gain -17 -18 -27 -28 -29 -13 -13 -14 -15.5 S NF 17 18 27 28 29 33.5 33.5 33.51001056 33.5300205 S IP3 35 33.86479 24.73366 23.73366 22.73366 36.31054 36.31054 35.31054 33.81053 Pout -1.5 -2.5 -11.5 -12.5 -13.5 2.5 2.5 1.5 0
• G=54.5dB，NF=3.21，OIP3=34.3
基本公式
• • • • • • • 系统ACPR = RF Power – 热噪声 – NF - 信号底噪 – 最大非线性产物 接收灵敏度 = 热噪声 + NF + SNR – 处理增益 OIP3 = RF Power + IMD3/2，IMD3 = RF Power – 最大非线性产物 最大非线性产物 = RF Power – 2*(OIP3 - RF Power ) OIP3 = IIP3 + G，IIP3 = RF Power(Input) + IMD3/2(Input) 接收系统串联IIP2 = 2*RF Power + Pr = RF Power + IMR2 IMR2 = RF Power - Pr
ACPR分析
ACPR analysis KTB SAMPLE CLK (M) BW IF (M) CLK NOISE DAC NOISE CLK TO DAC NOISE DAC OUTPUT NOISE BW GAIN DAC NOISE FLOOR CHANNEL NF CHANNEL GAIN CHANNEL OIP3 SIGNAL POWER SIGNAL Noise KTB Noise SIGNAL NF CHANNEL OIP3 TO ACPR MAX P3rd Total CHANNEL Noise CHANNEL MAX ACPR LOG or F MAGNITUDE -174 3.98107E-18 737.28 3840000 140 -145 -158 1.58489E-16 -159.43 1.14023E-16 -155.583 2.76493E-16 65.84331 -89.7398 1.06173E-09 18.86 10 31.5 -3.5 -79.7398 1.06173E-08 -79.2967 1.17579E-08 -76.5023 2.23753E-08 -70 -73.5 4.46684E-08 -71.7364 6.70436E-08 -68.2364
中频盘链路构成
OIP3与NF计算公式
• 以两阶系统为例：
发射通道链路预算
Pin TX Device Gain NF LPF -1 TRF3703 1 PI -5 RFFILTER -4 PI -4 BG18C 15.5 HMC472 -3 PI -3 BG18C 15.5 PI -2 -13.5 IP3 1 11 5 4 4 4.5 3 3 4.5 2 100 23 100 100 100 40 35 100 40 100 S Gain -1 0 -5 -9 -13 2.5 -0.5 -3.5 12 10 S NF 1 12 12.5554288 13.57786519 15.4159865 18.51766142 18.55172197 18.61889373 18.8553251 18.85741066 S IP3 100 23 18 14 10 25.34858 22.11891 19.11891 33.51415 31.51415 Pout -14.5 -13.5 -18.5 -22.5 -26.5 -11 -14 -17 -1.5 -3.5
• G=-15.5dB，NF=33.5，OIP3=33.8，Pout=0
接收通道链路预算
Pin RX Device Gain NF LNA 30 PI -2 HMC485 -9 LPF -1 PI -2 BIF3 20 HMC472 0 SAWFILTER -10 PI -3 BIF3 20 pxv1220s -3 BIF3 20 LPF -1 PI -3 ETC412 -1.5 -125