正激式高频变压器的设计

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正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解

正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。

根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。

下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。

1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。

正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。

反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。

单端正激式高频开关电源设计探讨

单端正激式高频开关电源的特点之一就在于它的高频化，开关频率的提高能够提高系统的抗干扰性并且改善动态性能，对于单端正激式高频开关电源的变压器的尺寸和电容电感
现对电流平均值的保护，属于截流式保护。通过调节分散压比可改变开关管的限流值，实现工业革命被命名为 “ 电气时代 ”，电气引都能够做到有效地减小。单端正激式高频开关电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。个新的时代，可见电力的应用在任何行电源高频化的要求会带来一个新的问题，高频两种过流保护互为补充，使电源更为安全可靠。５叟ｂ于无法替代的地位。电源技术服务于各化增加，随之噪声也会加大，采用部分谐振转采用电流互感器采样，使控制电路与主电路隔《域和行业，其本身具有的实用性极强，根换回路技术，在原理上不仅可以降低电子元件离，同时与电阻采样相比降低了功耗，有利于；同行业不同的特点，电源技术的使用也千的工作噪音还能够提高频率。提高整个电源的效率。别，但是始终是必不可少的。单端正激式高频开关电源的发展也离不３结束语草端正激式高频开关电源设计历程和开当代先进的科学技术，计算机技术就能够
时还要保证其中的储能原件的功能不能有所降
低。
键词】单端正激式高频开关电源设计电术设计探讨
电流反馈电路也是重要的一部分，采用电流互感器，通过检测开关管上的电流作为采样电流。电流互感器的输出分为电流平均值反馈和电流瞬时值反馈两路。输出脉冲关断，实

高频变压器的设计

高频变压器制作脉冲变压器也可称作开关变压器，或简单地称作高频变压器。

在传统的高频变压器设计中，由于磁芯材料的限制，其工作频率较低，一般在20kHz左右。

随着电源技术的不断发展，电源系统的小型化、高频化和大功率化已成为一个永恒的研究方向和发展趋势。

因此，研究使用频率更高的电源变压器是降低电源系统体积、提高电源输出功率比的关键因素。

随着应用技术领域的不断扩展，开关电源的应用愈来愈广泛，但制作开关电源的主要技术和耗费主要精力就是制作开关变压器的部件。

开关变压器与普通变压器的区别大致有以下几点：(1)电源电压不是正弦波，而是交流方波，初级绕组中电流都是非正弦波。

(2)变压器的工作频率比较高，通常都在几十赫兹，甚至高达几十万赫兹。

在确定铁芯材料及损耗时必须考虑能满足高频工作的需要及铁芯中有高次谐波的影响。

(3)绕组线路比较复杂，多半都有中心抽头。

这不仅增大了初级绕组的尺寸，增大了变压器的体积和重量，而且使绕组在铁芯窗口中的分布关系发生变化。

图1 开关电源原理图本文介绍了一款如图1所示的DC—DC变换器，输入电压为直流24V，输出电压分别为5V及12V的多路直流输出。

要求各路输出电流都在lA以上，核心器件是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片UC3842，最高工作频率可达200kHz。

根据锌锰铁氧体合金的优异电磁性能，通过具体示例介绍工作频率为100kHz的高频开关电源变压器的设计及注意事项。

2变压器磁芯的选择与工作点的确定2．1 磁芯材料的选择从变压器的性能指标要求可知，传统的薄带硅钢已很难满足变压器在频率、使用环境方面的设计要求。

磁芯的材料只有从坡莫合金、铁氧体材料、钴基非晶态合金和超微晶合金几种材料中来考虑。

坡莫合金、钴基非晶态价格高，约为铁氧体材料的数倍，而饱和磁感应强度B s也不是很高，且加工工艺复杂。

考虑到我们所要求的电源输出功率并不高，大约为30W，因此，综合几种材料的性能比较，我们还是选择了饱和磁感应强度B s较高，温度稳定性好，价格低廉，加工方便的性价比较低的锌锰铁氧体材料，并选以此材料作为框架的E I28来绕制本例中的脉冲变压器。

高频变压器设计解读

高频变压器设计解读高频变压器是现在电子变压器行业关注的热点，想来很多工程师对高频变压器的设计方法应该都挺感兴趣的，今天和大家分享高频变压器设计方法的详解，希望对大家有用。

高频变压器的设计包括：线圈参数的设计，磁芯材料的选择，磁芯结构的选择，磁芯参数的设计，组装结构的选择等内容。

下面对高频变压器线圈参数的计算与选择、磁芯材料的选择、磁芯结构的选择、磁芯参数的设计和组装结构的选择进行详细介绍。

高频变压器线圈参数的计算与选择高频变压器的线圈参数包括：匝数、导线截面(直径)、导线形式、绕组排列和绝缘安排。

原绕组匝数根据外加激磁电压或者原绕组激磁电感(储存能量)来决定，匝数不能过多也不能过少。

如果匝数过多，会增加漏感和绕线工时;如果匝数过少，在外加激磁电压比较高时，有可能使匝间电压降和层间电压降增大，而必须加强绝缘[5]。

副绕组匝数由输出电压决定。

导线截面(直径)决定于绕组的电流密度。

还要注意的是导线截面(直径)的大小还与漏感有关。

高频变压器的绕组排列形式有：①如果原绕组电压高，副绕组电压低，可以采用副绕组靠近磁芯，接着绕反馈绕组，原绕组在最外层的绕组排列形式，这样有利于原绕组对磁芯的绝缘安排②如果要增加原和副绕组之间耦合，可以采用一半原绕组靠近磁芯，接着绕反馈绕组和副绕组，最外层再绕一半原绕组的绕组排列形式，这样有利于减少漏感。

另外，当原绕组为高压绕组时，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。

对于绝缘安排，首先要注意使用的电磁线和绝缘件的绝缘材料等级要与磁芯和绕组允许的工作温度相匹配。

等级低，满足不了耐热要求，等级过高，会增加不必要的材料成本。

其次，对在圆柱形磁路上绕线的线圈，最好采用线圈骨架，既可以保证绝缘，又可以简化绕线工艺。

另外，线圈最外层和最里层，高压和低压绕组之间都要加强绝缘。

如果一般绝缘只垫一层绝缘薄膜，加强绝缘应垫2～3层绝缘薄膜。

高频变压器磁芯材料的选择高频变压器磁芯一般使用软磁材料。

正激式高频变压器设计公式

2
�
f s :为变换器的开关频率;
K :为变压器的窗口系数; 在三绕组去磁正激变换器中, D max
η 1 :为变换器在低限满载时的效率.
= 0.48 , KT = D max ≈ 0.69
Bm = ( B max Br ) / 2
( B max Br ) / 2 , B max p Bs
第 I,III 象限激磁/去磁的拓扑: Bm
= B max , B max p Bs
1
正激变换器中的高频变压器设计公式
J :为变压器原副边导线的电流密度( A / mm 2 ) ;
WaAc =
0.69 Po max × 10 6 (cm ) 4 Bmf sKJη1
在谐振去磁或有源去磁正激变换器中, D max
= 0.7 , KT = D max ≈ 0.84
Bm = BLeabharlann max0.84 Po max × 10 6 WaAc = (cm ) 4 Bmf sKJη1
显然,后者的变压器大小要比前者小.
正激变换器中的高频变压器设计公式
正激变换器中的高频变压器设计公式
张兴柱博士 (1) :电路图
Vin
去磁电路
ip (t)
vp (t ) Np
Φ
i s (t )
Vo
vs (t )
Ns
(2) :主要波形
v p (t )
三绕组去磁单正激
V in
dT
s
dT s T s V in
有源箝位正激
B (t ) Br
B
max
is (t ) I o
(3) :面积积公式
WaAc
=
KTPo max × 10 6 (cm ) 4 Bmf sKJη1

正激式变压器的设计6

使Pfe略小於Pcu. ΔB選得過小會使匝數增加,Pcu增大,產品体積變大,但ΔB選得過高,則Pfe將增加.且易飽和.PC40材最高可取ΔB=300MT. 此時Pfe稍高,可調節電路導通比ton/Ts (D)來解決鐵損問題.
本例選擇75%Bm: ΔB=(390-55)*0.75≒251mT≒0.25T.
Step1 選擇core材質.決定△B.
功率變壓器所用功率鐵芯應選擇高μi.低損. 高Bs材料.目前因軟磁鐵氧體具備以上要求而被得以
廣泛應用.在此選用TDK之 PC40 材質.其相關參數:
Pcv: 410 kw/m3 @ 100KHZ 正弦波
μi : 2300±25% Bs : 390mT
Br : 55mT
fs : 變壓器工作頻率 ( HZ ) J : 電流密度 ( A ) .根據散熱方式不同可取300~600 A/cm2
Ku: 銅窗占用系數. 取0.2.
正激式变压器的设计.xls 6 / 10
Lisc Oct.
三 .設計舉例: Step0 取得相關規格(SPEC)
例: 155W PC Power MAIN X'FMR. SPEC: INPUT: AC 180~265V 50HZ
OUTPUT:ห้องสมุดไป่ตู้DC +5V-15A +3.3V-12A +12V-4.2A
100W MAX TOALT 155W
η≧68%, fs: 100KHZ; 電路接線圖如圖 3. 風冷散熱.
Step2 確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
式中 AW: core之銅窗面積. ( cm2) Ae: core有效截面積 . ( cm2)

高频变压器设计规范

高频变压器设计规范目录1.目的 (2)2.适用范围 (2)3.引用/参考标准或资料 (2)4.术语及其定义 (2)5.规范要求 (2)6.附录 (12)1.目的为了实现高频变压器设计的标准化，为我司工程师在设计变压器过程中提供参考，特制订此规范。

2.适用范围本规范适用于公司所有正激变压器及反激变压器的设计。

3.引用/参考标准或资料无。

4.术语及其定义正激变压器：因其初级线圈被直流电压激励时，次级线圈正好有功率输出而得名。

反激变压器：又称单端反激式变压器或Buck-Boost转换器。

因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。

5.规范要求5.1高频变压器磁芯材料与几何机构在大多数开关电源的高频变压器中，常用的软磁材料有铁氧体，铁粉芯，恒导合金，非晶态合金及硅钢片。

主要应用软磁材料四个特性：磁导率高、矫顽力小及磁滞回线狭窄、电阻率高、具有较高饱和磁感应强度。

现我司高频变压器通常采用锰锌铁氧体材料。

磁芯厂家都生产了一系列不同材质的磁芯，各厂家有自己的命名规范。

以常用的PC40（TDK命名规范）材质为例，东磁表示为DMR40，天通则表示为TP4，实际性能差异几乎可忽略不计。

通常我们关注的磁芯参数主要有初始磁导率，饱和磁通密度Bs，剩磁Br，矫顽力Hc，功耗Pv，居里温度Tc，在高频变压器的设计以及日后应用过程中，这些参数往往起到非常重要的作用。

图1所示各种磁芯的几何形状有EE型、ETD型、PQ型等多种。

EE型、ETD型、PQ型也是我司高频变压器设计时通常采用的磁芯结构。

每种规格磁芯对应多种尺寸可供选择。

一般每种类型及尺寸的磁芯，其对应的骨架是一定的，变动一般在于pin数和pin针间距的不同，设计者可根据实际应用需求选择，也可以联系骨架厂商进行开模定制。

图5.1 各种几何结构的变压器磁芯图1 磁芯的几何形状5.2高频变压器常用材料介绍上节主要介绍了高频变压器的磁芯特性及结构，除此以外，要构成一个完整的高频变压器，主要材料还有：导线材料，压敏胶带，骨架材料。

正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解

一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

(整理)正激式开关电源高频变压器

待求参数项详细公式1副边电压VsVs = Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

3临界输出电感LsoLso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4实际工作占空比θon如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则：θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5导通时间TonTon =θon /f6最小副边电流IsminIsmin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7副边电流增量ΔIsΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8副边电流峰值IsmaxIsmax = Ismin+ΔIs9副边有效电流IsIs = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10副边电流直流分量IsdcIsdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11副边电流交流分量IsacIsac = √(Is2- Isdc2)12副边绕组需用线径DsDs = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213原边励磁电流IcIc = Vp*Ton / Lp14最小原边电流IpminIpmin = Ismin*Ns/Np15原边电流增量ΔIpΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16原边电流峰值IpmaxIpmax = Ipmin+ΔIp17原边有效电流IpIp = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18原边电流直流分量IpdcIpdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19原边电流交流分量IpacIpac = √(Ip2- Ipdc2)20原边绕组需用线径DpDp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221最大励磁释放圈数Np′Np′=η*Np*(1-θon) /θon22磁感应强度增量ΔBΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23剩磁BrBr = 0.1T24最大磁感应强度BmBm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗PFe (100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：PFe = 600磁芯材质PC40：PFe = 45026选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* PFe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27磁芯损耗PcPc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228气隙导磁截面积Sg方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29有效磁芯气隙δ′δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005：δ=δ′如果δ′/lc＞0.03：δ=μo*Np2*Sc/Lp否则δ=δ′*Sg/Sc31穿透直径ΔDΔD = 132.2/√f32开关管反压UceoUceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33输出整流管反压UdUd = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34副边续流二极管反压Ud′Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器：No待求参数项详细公式1副边电压Vs如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np)否则： Vs = Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

经验总结：关于正激变压器的设计

经验总结：关于正激变压器的设计正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。

所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。

首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。

其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。

无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。

且都可以看成是被动方式的复位。

复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。

复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。

但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik。

正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了。

正激变换器中变压器的设计过程

正激变换器中变压器的设计过程正激变换器中变压器的设计过程1引言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。

相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。

磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。

在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。

由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。

高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。

为此，以下将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。

2.正激变换器中变压器的设计方法正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。

所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。

但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。

正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。

本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构。

开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。

在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。

开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。

所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。

开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。

正激变压器的设计

正激变压器的设计正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程1、相關規格参数（SPEC）:INPUT: AC 180V~260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20APout: 274W (Pomax=294W)η≧80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定△B选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式)Ps=294/0.8+294＝661.5WJ : 電流密度( A) .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取0.2AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns.(1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/(Vo+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDCVin(max)=260×√2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.3868≈0.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2). 計算NpNp=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算NsNs = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np)Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取Np = 33TS (5).確定NRNR = Np= 33TS(6). CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mmΦ0.9mm orΦ0.55mm×4(2). 求NR繞組線徑dwR.NR =33TS L = N2×ALL = 332×4690×0.75 = 3.83mHIm = Vin(min) ×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈ 0.345AAWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2dwN=√(4×0.0691/3.14) =0.235mm 取Φ0.28mm(3). 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9 mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W ＝20mm則:dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm选用Φ0.40mm×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）=10.7134÷（240×103）=45μH。

正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

600W双管正激变换器中高频变压器的设计方案

600W双管正激变换器中高频变压器的设计方案
1、引言
在高频开关变换器中磁性元件的应用非常广泛，主要有变压器和电感器两大类：当变压器用时，可起电气隔离、升降压及磁耦合传递能量等作用;当电感器用时，起到储存能量、平波与滤波等功能。

并且其性能的好坏对变换器的性能
产生重要影响，特别对整个装置的效率、体积及重量起举足轻重的作用。

因此，磁性元件的设计是高频开关变换器设计中的重要环节。

高频开关变换器中的磁性元件设计，通常是根据铁芯的工作状态，合理选用
铁芯材料，正确设计计算磁性元件的铁芯及绕组参数。

但由于磁性元件所涉及
的参数太多，其工作状态不易透彻掌握，因此常规的设计方法不能全面反映其
实际工作情况和考虑其它因素的影响，也就很难达到所需的性能指标和满足设
计要求。

针对高频开关变换器中的磁性元件设计的重要性、必要性及其复杂性，笔者
采用IntuSOFt 公司的“Magnetics Designer”软件根据磁性元件的实际工作情况进行计算设计，获得较理想的效果。

本文首先介绍了磁性元件设计中应考虑、
注意的一些问题，并针对600W 双管正激变换器中的高频变压器给出了具体的设计方法和设计过程，最后通过仿真加以验证。

2、磁性元件设计中应考虑的要点
2.1 铁芯瞬态饱和
在高频开关变换器启动瞬间，由于双倍磁通效应，其磁性元件的铁芯可能瞬
态达到饱和，从而产生很大的浪涌电流，导致与磁性元件相连的开关器件损坏。

因此，为防止铁芯瞬态饱和，可采用的方法：一是把工作磁感应强度值减小，
但这样会降低铁芯的利用率；二是增加软启动环节，启动时减小功率管的导通。

600W双管正激变换器中高频变压器的设计方案

600W双管正激变换器中高频变压器的设计方案高频变压器是600W双管正激变换器中的核心组件，其设计方案的合理与否直接影响到整个变换器的性能和稳定性。

以下是一个设计高频变压器的一般步骤以及一些重要的设计考虑因素。

1.确定输入输出参数：设计高频变压器的第一步是确定输入输出参数，包括输入电压、输出电压和输出电流。

这些参数将直接决定变压器的设计规格和尺寸。

2.确定磁芯材料：选择适当的磁芯材料对于高频变压器的设计非常重要。

常用的磁芯材料有Ui、U、E、N、Mn、FeSi、FeCo和NiZn等。

需要根据设计要求和工作频率选择磁芯材料，并考虑磁芯的损耗、饱和磁感应强度和剩磁等因素。

3.计算变压器的参数：根据输入输出参数，计算变压器的参数，包括匝数比、磁感应强度和磁路饱和电流等。

这些参数可以通过一系列公式和计算方法得到，也可以通过电磁仿真软件进行模拟计算。

4.设计主线圈和辅线圈：根据计算结果设计主线圈和辅线圈。

主线圈是连接输入和输出的线圈，而辅助线圈主要用于调节输出电压和电流的稳定性。

线圈的匝数和绕组方式需要根据变压器的参数和使用场景来确定。

5.选择绝缘材料和绕组方式：绝缘材料的选择对于变压器的工作稳定性和安全性至关重要。

常见的绝缘材料有聚酯薄膜、纸板、气缸绝缘和涂漆。

在选定绝缘材料后，需要选择合适的绕组方式，包括层式绕组和环式绕组等。

6.优化设计：在设计过程中，需要不断进行优化，以提高变压器的性能和效率。

可以通过调整线圈的结构、优化磁芯的形状以及选择适当的电路连接方式来实现优化设计。

7.进行样品测试：完成设计后，制作样品进行测试和验证，包括输入输出电压波形、效率、温升和电气性能等。

根据测试结果进行调整和改进，以达到设计要求。

8.制造和组装：根据最终确定的设计方案，进行变压器的制造和组装。

需要注意的是，在制造过程中保证绕组的质量和精度，并进行适当的绝缘处理。

总结：设计高频变压器需要考虑诸多因素，包括输入输出参数、磁芯材料、线圈设计、绕组方式、绝缘材料等。

正激式高频变压器的设计

正激式高频变压器的设计成都立新由于高频变压器在开关电源中已被广泛的使用，所以，高频变压器的设计是一重要课题。

按照高频变压器的工作方式，可分为正激式和反激式两种。

高频变压器工作时是利用一电子开关的高速通断，从而使变压器进行能量传输。

当电子开关导通时，变压器进行能量传输，称为正激式；反之，即电子开关截止时，变压器进行能量传输，称为反激式。

这里，笔者介绍正激式高频变压器的设计方法．如图1所示。

该变压器一般设计的使用功率为50～500W。

图1中已标明变压器T各绕组安装时规定的同名端，以便以下分析。

当功率开关管M1接通时(给M1栅极上外加脉冲开关信号。

在变压器T的主绕组N1中有电流通过)，其自感电动势a点为+，b点为－，这样在变压器的Nl中就储存了磁能。

该能量传输到次级绕组N2上(e点为+，f点为－)，使二极管D2正向偏置，有电流通过D2、电感L和负载RL。

而此时D3是处于反向偏置，所以无电流通过D3。

当功率开关M1截止时(M1栅极开关信号为"0"电平)，变压器T所有绕组以及L的感应电压都反向。

D2也处于反向偏置状态。

由于电感器L的电流不能突变，D3(是续流管)导通，负载RL仍有电流通过。

此时。

次级绕组中无电流通过。

由此可见，变压器T从初级到次级的能量传输是在开关M1导通时完成的．这一过程通常称为正激式变换(反之，若上述的能量传输是在M1截止时完成，称为反激式变换，这里不讨论)。

在上述的变压器T正激式变换中，为了避免变压器T或电感器L产生饱和，要求开关管M1导通时的电压与时间的乘积(UxT)应等于Ml截止时的反向电压与时间的乘积。

为此，设定Ml时间为Ton，T初级绕组电压设为Uin(初级绕组电流由N1的a流到b)，由此时的电压×时间：UinxTon……(1)。

然而，当电子开关M1截止时，没有电流流过变压器T，结果是电压与时间的乘积就会不平衡，这种不平衡将导致变压器T饱和。

为了解决变压器可能饱和的问题，在变压器T中增加了第三绕组N3和一只快恢复二极管D1。

正激变压器的设计

正激变压器的设计一、正激变压器的基本工作原理二、正激变压器的设计步骤1.确定输入电压范围和输出电压需求。

首先需要确定正激变压器的输入电压范围和输出电压需求，这是进行正激变压器设计的基本参数。

2.选择开关管和变压器。

根据输入电压范围和输出电压需求，选择适当的开关管和变压器。

一般情况下，选择功率大于输出功率的开关管和变压器。

3.设计正激变压器的开关频率。

根据具体的要求和应用场景，确定正激变压器的开关频率。

开关频率一般选择几十千赫兹至几百千赫兹。

4.设计开关管的驱动电路。

根据选择的开关管，设计其驱动电路，保证开关转换的稳定性和可靠性。

5.设计滤波电路。

正激变压器输出的直流电压需要进行滤波处理，去除交流成分。

设计合适的滤波电路，将输出的直流电压保持在预定的范围内。

6.进行仿真和验证。

使用电路仿真软件进行正激变压器的仿真，验证设计的电路参数和性能是否满足设计要求。

7.制作和调试。

根据仿真结果进行电路的实际制作和调试，最终实现正激变压器的设计目标。

三、正激变压器设计中的注意事项1.热设计。

正激变压器的功率较大，会产生一定的热量，因此在设计中需要考虑散热问题，合理布局散热器和散热风扇，以确保正激变压器的工作稳定性和可靠性。

2.选择合适的材料和元器件。

正激变压器设计中需要选择合适的材料和元器件，以满足电路的性能要求。

特别是选择合适的开关管和变压器等核心元器件，能够提高正激变压器的工作效率和可靠性。

3.耐压设计。

正激变压器需要承受较高的电压，因此在设计中需要考虑耐压的问题，选用合适的耐压元器件和电路结构，避免因过高的电压引起元器件损坏。

4.保护措施。

正激变压器设计中需要考虑各种保护措施，如过流保护、过压保护、过温保护等，以确保正激变压器的工作安全可靠。

总结：正激变压器的设计需要考虑输入输出电压范围、开关频率、开关管和变压器的选择、滤波电路的设计等多个因素。

同时还需要注意热设计、材料和元器件的选用、耐压设计以及保护措施等问题。

正激变压器电感的设计

正激变压器电感的设计激变压器（Flyback Transformer）是一种用于将直流电源转换为高频交流电源的变压器。

它是一种特殊的变压器，与普通的电源变压器相比，不仅可以变换电压，还可以实现电源的反向转换。

激变压器设计的关键是电感的选择和设计，下面将从激变压器电感设计的原理、步骤和几个重要关键点进行详细介绍。

一、激变压器电感设计的原理激变压器的工作原理是利用电感储存能量，然后将其输出到负载上。

当输入电压施加在主绕组上时，产生磁场，这个磁场使得能量保存在传输线和磁芯上。

当MOSFET关断时，储存在磁场中的能量转换为电能，从而实现电源反向转换。

二、激变压器电感设计的步骤1.确定输入电压范围和输出功率：根据具体需求，确定输入电压范围和输出功率，这将直接影响到激变压器的设计参数。

2.选择磁芯材料：根据工作频率和功率要求，选择合适的磁芯材料。

常用的材料有磁性氧化铁、镍锌、钼珠铁氧体等，不同材料具有不同的磁导率、饱和磁感应强度和损耗特性，根据具体要求，选择合适的材料。

3.计算输出电感：根据输出功率和输电频率，计算出输出电感值。

输出电感是根据输入和输出电压的比值来确定的，一般输出电感值为输入电感的数倍。

4.计算主绕组匝数：根据输入电压和输入电感值，计算出主绕组的匝数。

主绕组的匝数决定了输出电感的大小和转换效率。

5.计算辅助绕组匝数：辅助绕组的作用是调节输出电压和稳定电流，根据具体要求，计算出辅助绕组的匝数。

辅助绕组的匝数要根据输入输出电压比例确定。

6.选择导线规格：根据主绕组和辅助绕组的匝数和电流大小，选择合适的导线规格。

需要考虑导线的截面积和材料特性，以保证电流能够正常通过导线。

7.计算变压器的尺寸：根据主绕组的尺寸和磁芯的截面积，计算出变压器的尺寸。

尺寸的设计需要满足磁芯的填充系数要求，以及尽可能减少漏磁和损耗。

8.仿真和优化：利用电磁仿真软件对设计结果进行计算和分析，根据仿真结果进行优化，以提高激变压器的工作效率和稳定性。

正激式高频变压器层内绕组布置分析

ｈｉｈ — ｆｅｕｎｃｒｎｓｏｍｅｇ — ｒｑｅｙｔａｆｒｒ
ＷＵｉｏＨａｂ，ＭｅｇＭｉｇｎｎ，ＦＡＮａｇａＣｈｎｚｉ
（．ｃｏｌｏｌｃｒｃｌａｄＥｅｔｃＥｇｎｅｉｇ，ＮＣＰ１ＳｈｏｆＥｅｔａｎｌｃｒｎｉｅｒｎｉｉＥＵ，Ｂａｄｎ７０３，Ｃｉａｏｉｇ０１０ｈｎ；
２ＰｗｒｌｔｎｅｅｒｈＩｓｔｔｏｉｎｅＧｏｐａｄｇ７０３Ｃｉ）．ｏｅｅｒｉＲｓａｃｔｕｅｆａｗｉｒ，Ｂｏｉ１０，ｈｎＥｃｏｃｎｉＴｕｎ０ａ
ＡｂｔａｔＡｉｎｔｔｅｈｇｅｎｆｉｄｓｉｌｈｇ —ｆｑｅｃｒｎｆｒｒｐｒｏｍａｃ，ｔｉｐｐｒａａｙｉｓｒｃ：ｍｉｇａｈｉｈｄｍａｄｏｎｕｔａｉｈｒｕｎｙｔｓｍｅｅｆｒｎｅｈｓａｅｎｌｓｒｅａｏｓ
０引言
随着传统能源的不断消耗，阳能越来越受到太人们的重视，中以光伏发电为代表的新型能源最其
被看好。在光伏发电系统中，变器是主要器件，逆
损耗的绕组布置方法。１正激式高频变压器原理分析
正激变换器是最简单的隔离式Ｄ／Ｃ变换ＣＤ器，其输出端的Ｌｃ滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，所有的隔离在