倍流同步整流在高压48VVRM中的应用

参考文献王硕[基于三电平ZVS半桥倍流电压调节模块(VRM)的研究] 燕山大学2010 硕士论文
倍流同步整流在高压48VVRM中的应用
设计中原边通常选用的拓扑主要有半桥、全桥、正激和推挽电路；副边拓扑方式有桥式整流、半波整流、全波整流及倍流整流四种。

一副边整流电路拓扑的选择
由于VRM输出为低压大电流，因此副边整流电路的选用尤为重要，不但要求磁性器件制作简单，更需要关注的是各部分的损耗，如变压器副边绕组损耗、整流管损耗等。

在常用的四种副边拓扑结构中，全桥整流电路由于所用整流管数量是其它拓扑的两倍，在大电流输出的VRM中就会产生更多的开关管的损耗，在设计中显然不宜采用，因此不再对其进行分析比较。

主要对另外三种电路的导通损耗、磁性器件及驱动方式进行了比较，总结见下表所示。

半波整流
中心抽头全波
整流
倍流整流
占空比D=
o n s
t T
D<0.5
0 <D<1 D<0.5
整流管数量 2m
2m 2m
整流管总导通损耗
()2
0ds on m I R ⋅
()
20122ds on D m I R ⎛⎫⋅+ ⎪⎝⎭
()2012ds on m D I R ⎛⎫⋅+ ⎪⎝⎭
磁性元件数量 2 2 3 大电流绕组数 2
3
2
满足纹波要求的电感量 ()02
18s V D L C f V -=
⋅∆
()02
01148s V D L C f V -⎡⎤
=⎢⎥⋅∆⎣⎦
()()02
011124182s V D D L D C f V ⎡⎤--=⋅⋅⎢⎥-⋅∆⎢⎥
⎣⎦
副边电流有效值 sec 0I I D
=⋅
sec 01+2
D I I =⋅
sec 0I I D
=⋅
磁性元件的总体积 大 中 小
驱动方式
自驱动方式 外部控制 外部控制、自驱动
适用的原边拓扑 正激(有源箝位)
推挽、桥式 推挽、桥式
通过上面比较，可以发现，倍流整流电路具有如下显著优点： (1)导通损耗通过对表中三个式子的比较可以看出，占空比D 越小，全波整流和倍流整流拓扑中整流管的导通损耗越比半波整流小。

但当整流电路工作在最大占空比max D (全波整流：max D =1；倍流流：
max
D =0.5)附近时，后两种整流拓扑与半波整流相比，并没有太多的优
势。

(2)输出滤波电感在相同条件下，要得到相同的输出电压纹波，后两种整流拓扑所需的滤波电感值明显比第一种拓扑小，从而减小了滤波电感的尺寸，变换器体积得到减小，同时也减少了损耗，减轻了对输出滤波电容的设计压力。

(3)变压器的制作倍流整流变压器仅需一个副边绕组，且只需要输送负载电流的一半，相对中心抽头的全波整流，变压器结构简单，制作更容易。

(4)原边性能不受副边整流影响根据倍流整流工作原理，当电源工作在开关死区o ff T 时，负载电流不通过变压器的副边绕组续流，因此不会影响原边电路的工作性能和工作方式，也不会对占空比的变化产生影响。

因此，在高压输入的VRM 设计中，倍流整流电路是副边整流电路的最优选择。

二 同步整流技术
在影响VRM 效率的诸多因素中，整流管的导通损耗占居了最主
要的部分，因此对它的选择至关重要。

随着VRM 工作电压的不断降
低，对更快速、更低功耗和更高集成度的发展要求，整流部分的功耗占输出功率的比重导致整体系统的效率降低，成为电源小型化、模块化的障碍。

从20世纪80年代初开始，国际电源界研究开发了同步整流技术。

所谓同步整流，即用MOSFET代替常规的整流二极管，根据电路拓扑的工作要求，给出开关时序作相应变化的栅极驱动信号，基于栅极驱动信号与MOSFET开关动作接近同步，因此称为同步整流。

应用同步整流技术，使用导通电阻低的MOSFET代替常规的整流二极管，可大大降低电路整流部分的损耗，从而大大提高了整个电压调节模块的效率，满足了电源的高效率及高功率密度的要求。

同步整流管SR是一种可控的开关器件，对其提供适当的驱动控制信号即可实现整流。

但需要注意的是当用作整流管时与其作为开关时不同，MOSFET是反接的。

由于同步整流技术具有正向压降小、阻断电压高及反向电流小等显著优点，因此在近期的低输出电压中高密度(50~300 W)的DC/DC 变换器中已普遍应用，正向电压降低到原来的1/2~1/3。

尤其值得提出的是，在1~10 MH软开关DC/DC变换器中应用同步整流技术，可以使变换器的效率从80~85%提高到90%。

三同步整流技术在倍流整流中的应用
倍流整流电路有共阳极(图(a))和共阴极(图(c))两种形式，两种形式的构成元件是相同的，只是其中电感和二极管的位置有所不同，但两个电路的功能是相同的。

在电路中利用MOSFET代替二极管得到倍流同步整流拓扑，如图(b)、(d)所示。

图倍流同步整流电路图
四同步整流直接驱动
同步整流驱动技术在变换器中引入同步整流技术后，对副边同步整流管的驱动电路的设计也成为了关键点。

目前通常采用的驱动方式主要有自驱动和外驱动两种。

自驱动方式包含栅极电荷保持电压驱动方式、电平移动自驱动及恢复电流驱动方式，但是这些驱动方式均需要通过在主变压器上增加两个辅助绕组或增加附加电路以获取驱动信号，增加了拓扑的复杂程度，在设计上较为复杂；而外驱动方式通常是利用移相全桥拓扑中主开关管的驱动信号，通过附加的逻辑控制和驱动电路，经过一定的逻辑组合作为同步整流的驱动信号，便能够提供高质量的驱动波形，但组合逻辑电路中的延时、冒险或竞争等现
象会影响其实用性，同时也增加了控制电路的复杂性和成本。

同步整流直接驱动采用直接利用主开关管的驱动信号作为同步整流管的驱动信号的方式。

这样不但可以省去为了获取驱动信号而增加的变压器的辅助绕组，从而减小损耗、简化电路拓扑的结构，提高了系统的可靠性，同时又不需要经过逻辑控制电路对信号的进行处理驱动信号质量更高，更可靠，更具有实用性。

五两级式拓扑的结构与控制策略
针对输入电压和输出电压相差悬殊的问题，必须采用隔离式变换器。

但单级隔离式变换器在输入输出电压的悬殊且输出电压较低时的应用场合也存在着一些问题：
①由于变压器的原、副边绕组匝比较大，绕组间耦合不佳，漏感大。

大的漏感会引起同步整流管上的电压振荡，使同步整流器件的电压应力增大，导致变换器的效率降低；同时还会造成较大的占空比丢失，不利于变换器的优化设计；
②由于输出电压低，变压器副边绕组电压不足以直接驱动同步整流管，需要引入辅助绕组，使变压器结构变得复杂，并且会影响变压器绕组间的耦合；如采用外电路来驱动，控制电路将过于复杂。

因此，单级隔离式变换器也不适合在未来48V输入、低压大电流输出
的场合使用。

两级式变换器由一个隔离式变换器级联一个Buck变换器构成。

隔离式变换器实现大幅降压功能，Buck变换器用于输出电压调节。

六两级式拓扑结构的选择
下表给出了几种隔离式变换器的比较
因为反激变换器只有一个磁性元件，原边也只有一个功率器件。

但是，采用同步整流技术时，其需要检测同步整流管电流实现电流型自驱动，比较复杂，器件少的优势不再。

单端正激式变换器的电压型自驱动同步整流简单易实现，然而其变压器工作在单方向磁化状态，且输出滤波器工作频率就是开关频率，因此其滤波器、变压器的体积要远大于桥式变换器。

对比推挽变换器和半桥变换器原边开关管的电压应力，推挽变换器的开关管的电压应力是输入电压的两倍，而半桥变换器的开关管的电压应力就是输入电压。

另外推挽变换器的偏磁问题难以解决，半桥变换器可以用隔直电容解决。

基于以上分析，本文选择半桥变换器作为此两级式变换器中的隔离变换器，考虑到Buck变换器可以用专用的芯片实现同步整流，不存在隔离等问题，无论置前置后都是一样的。

而半桥变换器实现电压型的自驱动是有一定的条件的。

在输出电压低的时候，同步整流管的驱动电平有可能不够高，就需要借助辅助绕组来实现，那样就又带来耦合问题，且增加了电路的复杂程度。

因此，提出两级式变换器的结构为“半桥＋Buck”（如图）。

几种隔离式变换器的比较
全桥变换器半桥变换器正激变换器反激变换器推挽变换器
图两级式变换器拓扑
七两级式拓扑的控制策略
对于选定的“半桥＋Buck”结构，根据是否调节各级输出电压的不同又可以分为3种：控前级不控后级、控后级不控前级和两级都控。

只控制前级时，即让Buck变换器工作在恒定的占空比，通过调节半桥变换器的占空比来调节变换器的输出电压。

由于采样要隔离，而且负载动态变化时，后级占空比仍然恒定，动态响应性能势必会受到影响；而两级都控的方案虽然性能比较好，但控制相对要复杂得多；只控后级既简单又能保证足够快的动态响应。

只调节后级即半桥变换
器原边开关管的占空比恒定为D=0.5，整流后的波形接近直流，此时它可以认为是一个母线直流变换器（Bus Converter）；通过调节Buck 变换器的占空比来控制输出电压。

相对于只控制前级不控制后级和两级都控制而言，控后级不控前级有如下几个优点：
①控制简单，驱动、反馈不需要隔离；
②半桥变换器副边整流后输出近似为直流电压，滤波电感可以大大减小，
从而减小半桥变换器的输出阻抗，有利于系统的稳定性[35,36]；
③前级原边开关管在一定负载范围内可以实现零电压开关。