数字集成电路chapter7
数字电路英文版 第七单元 医学课件教学提纲
? OLMC Output logic marcocell. The programmable output logic in a GAL.
? PAL Programmable array logic. A PLD with a programmable AND array and a fixed OR array.
? Buffer A circuit that prevents loading of an input or output.
? Cell A fused cross point of a row and columnn in a PLD.
? Complier Software that translates from high-level language that uses words or symbols, such as HDL , into low-level machine language (1s and 0s).
? Documentation file The information from a computer that documents the final design after the input file has been processed.
? E2CMOS Electrically earsable CMOS ( EECMOS). The circuit technology used for the reprogrammable cells in GAL.
11
§7.1 PLD ARRAYS AND CLASSIFICATIONS
Programmable logic devices (PLDs) are used in many applications to replace SSI and MSI circuits; they save space and reduce the actual number and cost of devices in a given design.
数字集成电路
第一章：成品率：芯片的成本取决于在一个圆片上完好芯片的数量以及其中功能合格的芯片所占的百分比。
再生性：保证一个受干扰的信号再通过若干逻辑级后逐渐收敛回到额定电平中的一个。
扇出：表示连接到驱动门输出端的负载门的数目。
扇入：该门的输入数目。
反相器VTC的特性：在过渡区有无限大的增益，门的阈值位于逻辑摆幅的中点，高电平和低电平噪声容限均等于这一摆幅的一半。
输入和输出阻抗为无限大和零。
t p：输入和输出波形的50%翻转点之间的时间。
第三章：电路符号：P63NMOS工作原理：笔记。
沟道长度调制效应使饱和区的电流不维持恒定状态，有微小的增加。
速度饱和：当沿沟道的电场达到某一临界值时，载流子的速度将由于散射效应而趋于饱和。
短沟期间比长沟器件更易进入饱和区。
MOS管开关模型：三个结论：1．电阻反比于器件的宽长比，晶体管的宽度加倍时将使电阻减半。
2．当V DD>V T +V DSAT/2时电阻实际上将与电压源电压无关。
3．一旦电源电压接近V T，电阻会急剧增加。
电容种类：1.MOS结构电容2.沟道电容3.结电容衬偏效应是V T值增加，原因是由于电荷数量变多（具体看课件）全比例缩小(恒电场缩小):电压和尺寸被缩小同一个因子S，可以提高器件密度，提高性能，降低功耗。
恒压缩小：尺寸缩小倍数为S，电压不变一般化缩小：工艺尺寸和电压各自独立缩小，尺寸缩小倍数为S，电压降低倍数为U。
第四章：集总模型：树结构链结构：传输线性质：信号以波的形式传播通过互联介质。
传输线分类：有损传输线，无损传输线P114 表格4.7第五章：有比反相器：在输出低电平时，驱动管和负载管同时导通，其输出低电平由驱动管的导通电阻和负载管的等效电阻分压决定。
无比反相器：在输出低电平是，只有驱动管导通，负载管截止，在理想情况下，其输出低电平为0推挽结构CMOS电路特点：VTC 特点：P133图开关阈值电压定义为Vin=V out的点，由可知，开关阈值取决于r，它是PMOS和NMOS相对驱动强度的比。
电工电子：Ch_7 数字集成电路及其应用
8
第六章 数字集成电路及其应用
数的一般表达方式 十进制
组成十进制数的有0～9十个符号，这些符号称为 数码，超过9的数就必须用多位数来表示，其中低位 和相邻高位之间的关系是“逢十进一”。
十进制数532.78可表示为 532.78 =5×102+3×101+2×100+7×10 -1+8×10 -2
31
(532第六章 数字集成电路及其应用
这里的10 2、10 1、10 0 、10 -1、10 -2称为十进制数数位 的位权值，简称“权”。
对于一个整数位数为n，小数位数为m的R进制正数 N可以表示为：
n1
( N )R ai Ri （权展开式） im
10
第六章 数字集成电路及其应用
( N )R an1 Rn1 an2 Rn2 a1 R1 a0 R0 a1 R1 am Rm
其中：n表示数N的整数部分的位数； m表示数N的小数部分的位数； R称为基数，也称为进制或模（mod）； Ri为第i位数码的位权值，简称“权”； ai为数码，是R个数码（0,1,2,...,R-1）中的任意一个。
实现电路看书 P210
同或运算：输入变量相同时输出为１；相异时 输出为０.
状态表 ABF 001 010 100 111
逻辑表达式： F=A⊙B= A B AB AB 同或门逻辑符号：
36
第六章 数字集成电路及其应用
同或逻辑的运算规则为
25
第六章 数字集成电路及其应用
与门功能概括为：
有“0”出“0”， 全“1”出“1”
一般形式：A·0=? A·1=? A·A=? A·0=0 A·1=A A·A=A
逻辑符号： A
&
数字集成电路知识点整理
Digital IC：数字集成电路是将元器件和连线集成于同一半导体芯片上而制成的数字逻辑电路或系统第一章引论1、数字IC芯片制造步骤设计：前端设计（行为设计、体系结构设计、结构设计）、后端设计（逻辑设计、电路设计、版图设计）制版：根据版图制作加工用的光刻版制造：划片：将圆片切割成一个一个的管芯（划片槽）封装：用金丝把管芯的压焊块（pad）与管壳的引脚相连测试：测试芯片的工作情况2、数字IC的设计方法分层设计思想：每个层次都由下一个层次的若干个模块组成，自顶向下每个层次、每个模块分别进行建模与验证SoC设计方法：IP模块（硬核（Hardcore)、软核（Softcore)、固核（Firmcore））与设计复用 Foundry（代工）、Fabless（芯片设计）、Chipless（IP设计）“三足鼎立”——SoC发展的模式3、数字IC的质量评价标准（重点：成本、延时、功耗，还有能量啦可靠性啦驱动能力啦之类的）NRE (Non-Recurrent Engineering) 成本设计时间和投入，掩膜生产，样品生产一次性成本Recurrent 成本工艺制造（silicon processing），封装（packaging），测试（test）正比于产量综合可以相互转化加了功耗信息一阶RC网路传播延时：正比于此电路下拉电阻和负载电容所形成的时间常数功耗：emmmm自己算4、EDA设计流程IP设计系统设计（SystemC）模块设计（verilog）版图设计(.ICC) 电路级设计（.v 基本不可读）综合过程中用到的文件类型(都是synopsys)：.db（不可读） .lib（可读）.sdb .slib第二章器件基础1、保护IC的输入器件以抗静电荷（ESD保护）2、长沟道器件电压和电流的关系：3、短沟道器件电压和电流关系速度饱和：当沿着沟道的电场达到临界值ξC时，载流子的速度由于散射效应（载流子之间的碰撞）而趋于饱和。
精品课件-数字电子技术-第7章
第7章 集成逻辑门电路简介
7.4 已知电路和输入信号的波形如图7.12所示，信号 的重复频率为1 MHz，每个门的平均延迟时间tpd=20 ns，试 画出：（1） 不考虑tpd影响时的波形；（2） 考虑tpd影响
第7章 集成逻辑门电路简介
图7.12 题7.4图
第7章 集成逻辑门电路简介
7.5 电路如图7.13所示。（1） 分别写出Y1、Y2、Y3、 Y4的逻辑函数表达式；（2） 若已知A、B、C的波形，试分别 画出Y1、Y2、Y3、Y4
(4) DE段。当UI≥1.4 V时，V2、V5饱和，V4截止，输 出为低电平, 与非门处于饱和状态, 所以把DE段称为饱和
第7章 集成逻辑门电路简介
4. （1） 输出高电平UOH和输出低电平UOL。电压传输特性 曲线截止区的输出电压为UOH，饱和区的输出电压为UOL。 一般产品规定UOH≥2.4 V，UOL＜0.4 V （2） 阈值电压Uth。电压传输特性曲线转折区中点所 对应的输入电压为Uth，也称门槛电压。一般TTL与非门的 Uth≈1.4 V
Y=Y1·Y2
第7章 集成逻辑门电路简介
图7.4 实现“线与”功能的电路
第7章 集成逻辑门电路简介
但是普通TTL逻辑门的输出端是不允许直接相连的，如 图7.5所示电路：设门1的输出为高电平（Y1=1）， 门2的输 出为低电平（Y2=0），此时门1的V4管和门2的V5管均饱和导通， 这样在电源UCC的作用下将产生很大的电流流过V4、V5管使V4、 V5
第7章 集成逻辑门电路简介
（3） 关门电平UOFF和开门电平UON。保证输出电平为 额定高电平（2.7 V左右）时，允许输入低电平的最大值， 称为关门电平UOFF。通常UOFF≈1 V ， 一般产品要求 UOFF≥0.8 V。 保证输出电平达到额定低电平（0.3 V）时， 允许输入高电平的最小值，称为开门电平UON。通常 UON≈1.4 V，一般产品要求UON≤1.8 V
数字电子技术第7章.pdf
即QDQCQBQA=DCBA。
P、T为计数器允许控制端，高电平有效，只有当Cr=LD=1， PT=1，在CP作用下计数器才能正常计数。当P、T中有一个为低 时，各触发器的J、K端均为0，从而使计数器处于保持状态。 P、T的区别是T影响进位输出OC，而P则不影响OC。
第7章 常用集成时序逻辑器件及应用
② 同步清0。计数器在S0~SM-1共M个状态中工作，当计数 器进入SM-1状态时，利用SM-1状态译码产生清0信号并反馈到同 步清0端，要等下一拍时钟来到时，才完成清0动作，使计数器 返回S0。
可见，同步清0没有过渡状态，如图中实线所示。
第7章 常用集成时序逻辑器件及应用
① 异步清0。计数器在S0~SM-1共M个状态中工作，当计数 器进入SM状态时，利用SM状态进行译码产生清0信号并反馈到 异步清0端，使计数器立即返回S0状态。
由 于 是 异 步 清 0 ， 只 要 SM 状 态 一 出 现 便 立 即 被 置 成 S0 状 态，因此SM状态只在极短的瞬间出现，通常称它为“过渡态”。 在计数器的稳定状态循环中不包含SM状态。
第7章 常用集成时序逻辑器件及应用
① 同步置0法（前M个状态计数）。 选用S0~SM-1共M个状态计数，计到SM-1时使LD=0，等下一 个CP来到时使状态置0，即返回S0状态。这种方法和同步清0 法 类似，但必须设置预置输入DCBA=0000。 本例中M=7，故选用 0000~0110 共七个状态，计到 0110 时 同步置0，画出其态序表，设计反馈逻辑LD=QCQB，画逻辑图。
第7章 常用集成时序逻辑器件及应用
采用同步置数法：置数法是通 过控制同步置数端LD和预置输入端 DCBA来实现模M计数器。由于置 数状态可在N个状态中任选取，因 此实现的方案很多。
数字集成电路设计英文版课程设计
Digital Integrated Circuit Design Course Design(English Version)AbstractDigital integrated circuit design is an important subject in thefield of electrical engineering. With the rapid development ofelectronic technology, digital integrated circuits have been widely used in various electronic devices. In this course design, the theoretical knowledge of digital integrated circuit design will be combined with practical applications, and students are required to design and simulate various digital integrated circuits.Learning GoalsThe goal of this course design is to enable students to understand the basic principles of digital integrated circuit design and to master the key design techniques and methods. By completing this course design, students will be able to:•Understand the principles and design methods of basic digital circuits•Design and simulate various digital integrated circuits•Analyze and optimize circuit performance•Apply design principles to solve practical problemsCourse OutlineChapter 1 - Introduction•Overview of digital integrated circuit design•Design flow of digital integrated circuits•Different CAD tools and simulation methodsChapter 2 - Combinational Logic Circuit Design•Boolean algebra and logic gate symbols•Minimization of Boolean function•Design of combinational logic circuits using gate-level and HDL-based methodsChapter 3 - Sequential Logic Circuit Design•Basic sequential circuits: latch and flip-flop•State machines and state diagrams•Design of sequential logic circuits using HDL-based methods Chapter 4 - Arithmetic Circuit Design•Design of half and full adders•Design of subtractors, multipliers, and dividers•Design of ALU and data path circuitsChapter 5 - Memory Circuit Design•SRAM and DRAM cell design•ROM and PLA circuit design•Design of register files and memory hierarchyChapter 6 - Verification and Testing•Overview of verification and testing•Test pattern generation and fault simulation•Design for testability and built-in self-testChapter 7 - Advanced Topics•Low-power design techniques•Clock distribution and clock gating design•Digital signal processing and custom circuitsCourse Design RequirementsThe following requirements should be met by students in the course design:1.Choose a digital integrated circuit design topic from thecourse outline.2.Write a design proposal that includes the design goal,specifications, and implementation plan.e industry-standard CAD tools to design and simulate thecircuit.4.Analyze the circuit performance and optimize the design ifnecessary.5.Write a final report that includes the circuit design,simulation results, and analysis.ConclusionBy completing this course design, students will have a deep understanding of digital integrated circuit design and simulation. They will be able to apply their knowledge to practical circuit design and bewell prepared for further study or work in the field of digital integrated circuits.。
数字集成电路简介.ppt
v(t)
– 耦合电容 - 其中一条导线上电压的 变化会影响相邻导线上的信号
i(t)
– 耦合电感 - 其中一条导线上电流的 变化会影响相邻导线上的信号
VD
• 电源线和地线上的噪声
D
– 会影响该门的信号电平
说明：噪声是数字电路工程中一个主要关注的问题。如何克服所有这 些干扰是高性能数字电路设计所面临的主要挑战之一。
2019年12月31日12时10分
例题1.2 电源分布网络对系统设计的挑战
功能块A
功能块B
功能块A
功能块B
A. 布线通过功能块
引论. 26
B. 布线绕过功能块
2019年12月31日12时10分
1.3 数字设计的质量评价
• 集成电路的成本 • 功能性和稳定性 • 性能 • 功耗和能耗
• 为了保证整个设计层次中定义的一致性，我们采用了从下 而上的设计方法：从定义一个简单反相器基本的质量评定 标准开始，并逐渐将它们扩展到如逻辑门、模块和芯片这 些更为复杂的功能
数字IC（组合/时序） 模拟IC（线性/非线性）
模数混合IC 通用IC、专用IC
2019年12月31日12时10分
划分集成电路规模的标准
类型
SSI MSI LSI VLSI ULSI GSI
数字集成电路
MOS IC
双极 IC
<100
<100
100~1000
100~500
103 ~ 105
500~2000
引论. 14
2019年12月31日12时10分
集成电路的概念
• Integrated Circuit，缩写IC
• 通过一系列特定的加工工艺，将晶体管、二极管等有源 器件、电容和电阻等无源器件，按照一定的电路互连， “集成”在一块半导体单晶片（如硅或砷化镓）上，封 装在一个外壳内，执行特定电路或系统功能
数字集成电路
CMOS - 数字集成电路(讲义)编著吴金东南大学无锡分校2008.09目录第一章 绪论1.1信号处理的对象方式与特点1.2教学方法与重要知识点1.3课程目标与要求1.4主要参考文献1-5第二章静态组合逻辑电路2.1概述2.2组合逻辑2.3 NMOS反相器2.4 CMOS组合逻辑的实现原理2.4.1 CMOS逻辑原理2.4.2 静态CMOS倒相器2.4.3 CMOS逻辑门2.5 NMOS组合逻辑逻辑2.5.1 NMOS基本逻辑门2.5.2 伪NMOS逻辑2.6传输门开关逻辑2.6.1 CPL逻辑2.6.2、DPL逻辑2.6.3 多路开关MUX逻辑2.7 差分逻辑2.8本章小结2-23第三章动态组合逻辑电路3.1 概述3.2动态逻辑3.3多米诺动态组合逻辑电路3.3.1 同型Domino-CMOS动态逻辑3.3.2 np-CMOS 动态逻辑3.4 钟控逻辑3.5 钟控动态逻辑电路3.4.1 无竞争动态逻辑 NPORA3.4.2 单相位时钟动态逻辑3.4.3 差分动态逻辑3.6本章小结 3-13第四章时序逻辑电路4.1概述4.2锁存器 - Latch4.3触发器 – Flip-Flop4.3.1 边沿型触发器4.3.2主从R-S触发器4.4逻辑电路结构4.4.1 D_Latch电路4.4.2 D_FF电路4.5寄存器 Register4.5.1 双港口寄存器4.5.2 移位寄存器4.6分频器 Frequency Divide4.6.1 基本1/2分频单元4.6.2 规则分频器/计数器4.6.3 奇数分频器4.6.4 任意占空比和任意进制的分频器4.6.5 1:1占空比的奇数分频器(1/N, Odd N)4.7计数器 - Counter4.7.1 N进制异步计数器4.7.2 N进制同步计数器4.8 本章小结4-25第五章数据与控制通道5.1概述5.2 1-bit加法器5.2.1 1bit 半/全加器原理5.2.2 基于传输逻辑的1bit全加器5.3 N-bit加法器5.3.1 进位完成加法器CCA(Carry Completion Adder)5.3.2 条件加法器-Conditional Sum Adder(CSA)5.3.3 进位选择加法器-Carry Select Adder(CSA)5.3.4 超前进位加法器-Carry Lookahead Adder(CLA)5.4编码/解码电路5.4.1 组合逻辑译码电路5.4.2 阵列译码电路5.4.3 可编程译码电路5.5控制电路5.6本章小结5-26第六章存储器6.1概述6.2 SRAM存储器6.2.1 存储单元6.2.2 存储阵列的系统结构6.2.3地址译码器6.2.4灵敏放大器6.3 非挥发存储器6.3.1 ROM6.3.2 EPROM和E2PROM6.4本章小结6-17第七章时钟与时序7.1 概述7.2 正弦波振荡器7.2.1振荡原理7.2.2 RC振荡器7.2.3 石英谐振器7.2.4并联石英晶振电路7.2.5 串联晶振电路7.3 矩形波振荡器7.3.1基于迟滞比较器结构7.3.2基于迟滞触发器结构7.3.3基于CMOS倒相器结构7.3.4晶体多谐振荡器7.3.5环形振荡器7.4 三角波振荡器7.5 Ramp锯齿波振荡器7.6 集成振荡电路7.6.1七级恒流环振7.6.2频率可配置环形振荡电路7.6.3弛豫振荡器7.7 非交叠时钟7.8 时钟相对延迟7.9 流水线7.10 本章小结7-34第八章 比较器与接口电路8.1概述8.2比较器结构与功能类型8.2.1 结构类型8.2.2 功能类型8.2.3 迟滞比较器8.3电压差分比较器8.3.1 多级差分比较器结构8.3.2 多级差分迟滞比较器8.3.3 CMOS施密特触发器8.3.4 电源电压比较器8.3.5动态电压比较器8.3.6 锁存比较器8.4 数字接口电路8.4.1 逻辑电平接口8.4.2功能接口电路8.5 本章小结 8-30。
数字集成电路(时序逻辑电路)
目录
• 引言 • 时序逻辑电路的基本概念 • 数字集成电路的组成 • 时序逻辑电路的分析方法
目录
• 引言 • 时序逻辑电路的基本概念 • 数字集成电路的组成 • 时序逻辑电路的分析方法
目录
• 时序逻辑电路的设计方法 • 时序逻辑电路的应用 • 时序逻辑电路的发展趋势和挑战
逻辑门
01
逻辑门是数字集成电路的基本组成单元，用于实现逻辑运算（如AND、 OR、NOT等）。
02
常见的逻辑门有TTL（Transistor-Transistor Logic）和CMOS （Complementary Metal-Oxide Semiconductor）等类型。
03
逻辑门通常由晶体管组成，通过不同的组合和连接方式实现各种逻辑 功能。
目录
• 时序逻辑电路的设计方法 • 时序逻辑电路的应用 • 时序逻辑电路的发展趋势和挑战
01
引言
01
引言
主题简介
数字集成电路
数字集成电路是利用半导体技术将逻 辑门、触发器等数字逻辑单元集成在 一块衬底上，实现数字信号处理功能 的集成电路。
时序逻辑电路
时序逻辑电路是一种具有记忆功能的 电路，其输出不仅取决于当前的输入 ，还与电路的先前状态有关。常见的 时序逻辑电路有寄存器、计数器等。
时序图
通过图形方式表示时序逻辑电路的输入和输出随时间变化的规律，能够直观地展 示电路的工作过程。
逻辑方程和时序图
逻辑方程
描述时序逻辑电路输入和输出关系的数学表达式，通常由触发器的状态方程和输 出方程组成。
时序图
通过图形方式表示时序逻辑电路的输入和输出随时间变化的规律，能够直观地展 示电路的工作过程。
数字电子技术基础--第七章(第五版)课件PPT
相当存1。
A3 A2
A1
A0
该存储器的容量=?
+V D
存储
D
R
R•••
R R 矩阵
Y0
Y1
•
•
位线
•
Y 14
Y 15
•••
S3 I0
I1
I14
I15
S2 S1
16 线 -1 线 数 据 选 择 器
S0
Y
D0
11
二、可编程ROM（PROM）
有一种可编程序的 ROM ，在出厂时全部存 储 “1”，用户可根据需要将某些单元改写为 “0”,但是，只能改写一次，称为 PROM。
地
译
址
码
存储矩阵
输
器
入
控制信号输入
( CS 、R/W)
读/写控制电路
图 8.1.4
数据输入/输出
25
（1）地址译码器
译码 单译码 ---n位地址构成 2n 条地址线。若n=10，则有1024条地址线 方式 双译码 --- 将地址分成两部分，分别由行译码器和列译码器共同译码
其输出为存储矩阵的行列选择线，由它们共同确定欲选择 的地址单元。
0111
1
0101
0110
0
0110
0101
1
0110
0100
0
0111
0100
1
0111
0101
0
1000
1100
1
1000
1111
0
1001
1101
1
1001
1110
0
1010
1111
1
1010
数字集成电路分析与设计 第七章答案
CHAPTER 7P7.1. Assume that all nodes start at 0V. The first row outputs will be at DD T V V -. Since thesenodes are also the gate nodes of the second row of transistors, their source nodes will be at 2DD T V V -. Likewise, the last row of transistors have voltages of 3DD T V V -. However, this value is below 0V so we leave them at 0V.1.2V1.2V0.73V 0.73V 0.73V0.33V0.33V0.33V0V0V0VP7.2. (a)(b)(c)(d)P7.3. (a) First calculate V Q .()01.80.51.15Q DD T DD T V V V V V Vγ=-=-+=--=Since this is slightly below 1.3V (voltage at which the PMOS turns on), we assume that the PMOS is slightly on. Since the PMOS’s V GS is quite low (because Q is high) and its V DS is quite high (because Q is low), the transistor is very likely in saturation. Similarly for the NMOS, because its V GS is high and its V DS is low, it’s likely in the linear region. Equating the two currents:()()()()()()()()22,,222211DSNDSN CN NQ Q CN NSDP sat DSN linV N N OX GSN T DSN P sat OX GSP T V GSP T CP PN V N N OX Q T Q P sat OX DD Q T V DD Q T CP PE L N I I W C V V V W v C V V V V E L L W C V V V W v C V V V V V V E L L μμ=---=-++----=--++For simplicity we shall assume that 11Q CN NV E L +≈ and220QV ≈.()()()2N N OX Q T QP sat OX DD Q T DD Q T CP P NW C V V V W v C V V V V V V E L L μ---≈--+Solve to produce:0.0080V Q V ≈When the CLK goes low, the intermediate output suffers from clock feedthough. To calculate the effects of clock feedthrough, let us first compute the capacitances involved. The capacitance from the clock signal to Q is:(.2/)(.2)0.0.4fF GS OL C C fF um um ===The capacitance from the Q to ground is:()()()(),310.2320.2 1.4fF Q DN IN inv d g C C C C W C W =+=+=+=The capacitive feedthrough equation is:()210.04 1.80.05V 0.04 1.41.150.05 1.1VGS CLK Q GS Q Q Q Q C V V C C V V V -∆∆===-++=+∆=-=To get the new value of Q V , first determine the determine the regions of operation of the transistors in the inverter by calculating V S . Then, once again, use the currentequations to determine Q V .Since the new voltage of V Q is still greater than the switching voltage, the transistors are in the same regions:()()()()()()2000460.4100.2810P N sat OX DD Q T Q N N OX Q T DD Q T CP P OXW L v C V V V V W C V V V V V E L C μ---≈---+⨯⨯≈()()()21.8 1.10.50.2270OX C --()()0.016V1.10.5 1.8 1.10.5 4.8≈---+(b) In this case 1.8Q DD V V V == and 0Q V =. Clock feedthrough has no effect since the transmission gate CLK signals cancel each other out.()()()()()()()(),3151515315(23)312.5102100.2110(2)0.23(210)(0.2)312.5101100.2257.532.5pass pass inv d inv eqn g eff g eqn d t R C R C R C W C W C W R C Wps ps ps----=+=+++⎡⎤=⨯⨯+⨯+⨯+⎣⎦⨯⨯=+=P7.4.a. Out A BC =+BBOutb. Out AB BC C =++Outc. ()Out A B C AB ABC AB =+++=+BBOutd. ()()1Out A B C AB ABC AB AB C AB A B =+++=+=+==+OutP7.5.a. ()Out A B C =+b. ()()Out A B C D E =+++ P7.6.a. Out A BC =+c bclkclkV DDb. Out AB BCC =++a bclkclkV DDc.()Out A B C AB ABC AB =+++=+V DDd.()()()Out A B C AB A B C A B AB=+++=+++=+aclkclkV DDP7.7.Assuming that one of the transistors in each transmission gate is being driven by a min-sized inverter:a.()()()()122333passinvRC R R RLERC R R+====b.()()()()()()()()313133313133AAinvCCinvRRC RLERC R RRRC RLERC R R========()()()()339333BBinvRRC RLERC R R====P7.8.a. Out A sel B sel =⋅+⋅b.R inv 6.25k ΩC inv,diff 1.2fF C pass,gate 0.8fF C pass,diff0.8fFR pass 6.25k ΩCpass,diff0.8fFCpass,gate0.8fFfC inv,gate2.4f fFCpass,diff0.8fFc. ()()(),,,,,,2A C inv inv diff pass gate pass diff inv pass inv gate pass gate pass diff t R C C C R R fC C C -=++++++ d. (),,inv inv LOADC out inv diff LOAD inv inv diffR R C t fC C R C f f-=+=+ e.()()()()(),,,,,,,,220inv inv diff pass gate pass diff inv pass inv gate pass gate pass diff inv LOADinv inv diff inv LOAD inv pass inv gate t R C C C R R fC C C R C R C fR C dtR R C df f f =++++++++=+-===3.2=P7.9. In both of these cases, the logical effort is the same due to the fact that the longest pathfrom output to ground is three transistors long. Assume that the CLK arrives ahead of the signals. Then,12()26663R R LE R λλ+== P7.10. We will use 0.18um technology and the node names below:W=4W=4OutFor the two inverter inputs:()()()3230.2 1.2fF inv g C C W ===For the pass gate inputs:()0.4fF pass g C C W ==At node x:()(3)(2) 1.4x eff eff g C C W C W C W fF =++=At node y:()2((2))(2)2y eff g eff C C W C W C W fF =++=At node Out:()((2))(2) 1.2out eff g eff C C W C W C W fF =++=The shortest path is through the one of the G ND input nodes to the output:()()()()min 212.5 1.4212.5 1.247.5x out t RC RC k fF k fF ps =+=+=The longest path is through one of the inverters to the output.()()()()()()max 2312.5 1.4212.52312.5 1.2112.5sx y out t RC RC RC k fF k fF k fF p =++=++=P7.11. At 0t =: DD F V =0X =?Y =.When the a goes high the first time, the voltage at X would be computed using the charge-sharing formula:()101.21V 210F DDX X F C V V C C ===++But because the maximum allowable voltage at node x is 0.734V, set 0.734V X V = Then recomputed V F :()()()()10 1.220.734 1.05V 10F DD X X F F C V C V V C --===When Phi goes down, F DD V V = and V X and V Y remains the same. The next time the Phi goes up, all the internal nodes are 0. When Phi goes down, F DD V V = and V X and V Y remains at 0. P7.12.P7.13.a. The input settings that give you the worst-case charge sharing are any of 1a c e === and both of 0b d ==. Essentially, what you are doing it trying to create the greatest amount of parasitic capacitances without creating a path to G ND .b. Assuming that transistors share nodes to reduce capacitance.()()()()()()()12*11125(3)(5) 5.2fF 333190.2 1.8fF 5.2 1.8 1.34V 5.2 1.8g d g d C C W C W C W C C W W W C V V C C =++==++=====++ The actual voltage would be larger than this since the internal node cannot rise above V DD -V T .c. This circuit fails if the worse case voltage falls below the switching voltage which can be computed to be V S =0.92V. Therefore, the circuit will operate properly. P7.14. Both of these circuits act as latches. When EN is on, there is a path from the output toeither V DD or G ND . The first latch is better than the second because the second latch suffers from charge sharing. When EN is off, there is no path from the output to either of the sources, if IN is switching it is possible for whatever charge that is held on OUT to be shared with the internal nodes between the two NMOS’s or the two PMOS’s. Therefore, the second one is not as good as the first one. P7.15.a.OUT OL X DD TV V V V V ==-b. First, let ’s find the required change in voltage:()()2OUT DD OLX DD T DD T TV V V V V V V V V ∆=-∆=+--=Now, let’s set up the clock feedthrough equation and solve for C b :22b OUT X b XX X T Xb OUT X DD OL TC V V C C V C V C C V V V V V ∆∆=+∆==∆-∆--。
数字集成电路_课件7
7.3 动态D锁存器和D触发器
简单D锁存器的演进
使用传输门实现的CMOS D锁存器
实现D锁存器的CMOS典型电路
正沿触发的D型触发器
7.4 多米诺逻辑
从静态门到动态门的演化
动态门的实现
例：用动态逻辑实现一个3输入或非门，并解释它是 如何工作的。调整晶体管尺寸使其与传统的CMOS反 相器具有相同的延迟（PMOS 8λ:2λ，NMOS 4λ:2λ）。
辑发生混乱
多米诺逻辑中电荷共享的例子
V*
Cout Cx Co
VDD
ut
用保持器最小化电荷共享的作用
双轨多米诺逻辑的结构
双轨多米诺与/与非功能
有保持电路的双轨多米诺电路
双轨异或/同或多米诺门
NMOS和PMOS传输管结构
NMOS和PMOS传输管结构（续）
NMOS传输门的结构
NMOS传输门的结构（续）
PMOS传输门的结构
时钟馈通
电容馈通的动态电路效应
C f(V 1V 2)C gn V 2 d
V2
Cf V1 Cf Cgnd
V2
CfV1 Cf Cgnd
动态电荷共享
Q to taC l1 V 1C 2V 2
Q tot a(lC 1C 2)V *
V* C1V1C2V2 C1C2
电荷共享的例子
例：计算下图中，下列情况下由于电荷共享效应导 致V1和V2的最终电压值，采用0.13µm工艺参数。
(a) C1=100fF，C2=20fF，V1=0，V2=1.2V (b) C1=20fF，C2=20fF，V1=0，V2=1.2V (c) C1=20fF，C2=100fF，V1=0，V2=1.2V
数字集成电路
用于处理数字信号的集成电路
01 基本介绍
03 逻辑功能
目录
02 型号组成 04 内部设计
05 类别说明
07 注意事项
目录
06 一般特性
数字集成电路是将元器件和连线集成于同一半导体芯片上而制成的数字逻辑电路或系统。根据数字集成电路 中包含的门电路或元、器件数量，可将数字集成电路分为小规模集成（SSI）电路、中规模集成MSI电路、大规模 集成（LSI）电路、超大规模集成VLSI电路和特大规模集成（ULSI）电路。
·输入端信号幅度不能大于VDD和小于0V；
·消除电源上的干扰；
·在条件允许的情况下，尽可能降低电源电压，如果电路工作频率比较低，用+5V电源供电最好；
·对使用的电源加限流措施，看
②电源电压的极性千万不能接反，电源正负极颠倒、接错，会因为过大电流而造成器件损坏。
③CM0S电路要求输人信号的幅度不能超过VDD～VSS，即满足VSS=V1=VDD。当 CM0S电路输入端施加的电压过 高（大于电源电压）或过低（小于0V），或者电源电压突然变化时，电路电流可能会迅速增大，烧坏器件，这种 现象称为可控硅效应。预防可控硅效应的措施主要有：
从功能上来看，数字集成电路内部可以分为数据通路（Data-path，也称为数据路径）和控制逻辑两大部分。 这两大部分都是由大量的时序逻辑电路集成的，而且绝大部分都是同步的时序电路，因为时序电路被多个触发器 或寄存器分成若干节点，而这些触发器在时钟的控制下会按同样的节拍来工作，可以简化设计。在长期的设计过 程中，已经积累了很多标准的通用单元，比如选择器（也叫多路器，可以从多个输入数据中选一个输出）、比较 器（用于比较两个数的大小）、加法器、乘法器、移位寄存器等等，这些单元电路形状规则，便于集成（这也是 数字电路在集成电路中得到更好的发展的原因）。这些单元按设计要求连接在一起，形成数据通路，待处理的数 据从输入端经过这条通路到输出端，便得到处理后的结果。同时，还需要由专门设计的控制逻辑，控制数据通路 的各组成部件，按各自的功能要求和特定的时序关系和来配合工作。
数字集成电路chapter7 sequential Logic
t
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Sequential Circuits
Characterizing Timing
D
Q
Clk
tC 2 Q
Register
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tD 2 Q
D
Q
Clk tC 2 Q
Latch
Sequential Circuits
DQ Clk
Clk D Q
Sequential Circuits
Latches
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Sequential Circuits
Latch-Based Design
• N latch is transparent
when f = 0
f
• P latch is transparent when f = 1
There are many different naming conventions
For instance, many books call edgetriggered elements flip-flops
This leads to confusion however
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CLK
NMOS only
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Non-overlapping clocks
Sequential Circuits
7.2.3 Master-Slave (Edge-Triggered) Register
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Sequential Circuits
Latch versus Register
Sequential Circuits
Reduced Clock Load Master-Slave Register
CLK D CLK
T1 CLK
I1 I2
T2 CLK
I3 I4
Q
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Sequential Circuits
Avoiding Clock Overlap
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Storage Mechanisms
Static Dynamic (charge-based)
CLK
CLK
Q CLK
D
Q
CLK
D
CLK
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=
0.2 0.4 0.6 time (nsec) 0.8 1
2 0.5 0
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Circuits2nd
(b) T setup 5 0.20 nsec
Sequential Circuits
Reset?
CLK A B X CLK Q D
CLK
CLK
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Characterizing Timing
tD 2 D Q D
Q
Q
Clk
Clk
tC 2
Q
tC 2
Q
Register
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Latch
Sequential Circuits
Positive Feedback: Bi-Stability
Vi 1 V o1 = V i 2 V o2
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Sequential Circuits
Cross-Coupled NAND
Cross-coupled NANDs
S
Added clock
VDD M2 Q M4 Q
Q
R
Q
CLK
M6
M1
M3
M8
CLK
S
M5
M7
R
This is not used in datapaths any more, but is a basic building memory cell
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AND latch
Sequential Circuits
TSPC Register
VDD CLK VDD VDD Q Q CLK M8
M3
M6 Y
M9
DHale Waihona Puke CLKM2X
M5
M1
CLK
M4
M7
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Sequential Circuits
Other Latches/Registers: TSPC
VDD VDD VDD VDD
Out In CLK CLK In CLK CLK Out
Positive latch Negative latch (transparent when CLK= 1) (transparent when CLK= 0)
!CK D CK Q
CK
!CK
原则上要求非交叠时钟
CK !CK
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!CK D
CK Q
CK=0
!CK D
CK
CK
!CK
Q
CK=↑
!CK D
CK
CK
!CK
Q
CK=1
!CK
CK
CK
!CK
CK=↓
D
Q
CK=0
I2
T2
I3 QM
I5
T4
I6
Q
D
I1
T1
I4
T3
CLK
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Sequential Circuits
Clk-Q Delay (T3+I6)
I2 T2 I3 QM I1 T1 I4 T3 I5 T4 I6 Q D
CLK
2.5
CLK
Volts
1.5 D
!CK D
CK
CK
!CK
Q
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CK
!CK
Sequential Circuits
Overpowering the Feedback Loop ─ Cross-Coupled Pairs
NOR-based set-reset
S S Q S R R Q Q Q 0 1 0 1 Forbidden State 0 0 1 1 Q 1 0 0 Q 0 1 0 R Q Q
Q = Clk ⋅ Q + Clk ⋅ In
Sequential Circuits
Mux-Based Latch
CLK
Q CLK D
CLK
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Sequential Circuits
Mux-Based Latch
CLK QM QM CLK CLK
1
V o1
o V
Vi2
V 5
1
o
2
V o2 = V i 1
i
V
V i1 A
1
V o2
V i 2 = V o1
o V 5 2 i
C
V
B V i 1 = V o2
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Sequential Circuits
Meta-Stability
V i 2 5 V o1 =
CLK D CLK
M4 X M3 CL1
CLK
M8 Q CL2
CLK
M7
M1
M5
Master Stage
Slave Stage
“Keepers” can be added to make circuit pseudo-static
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Sequential Circuits
Timing Definitions(Regester)
CLK t tsu D thold Register D Q
DATA STABLE tc 2
q
CLK t
Q
DATA STABLE
t
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Sequential Circuits
Sequential Circuits
Making a Dynamic Latch Pseudo-Static
CLK
D
D
CLK
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Sequential Circuits
Other Latches/Registers: C2MOS
VDD M2 VDD M6
Insensitive to Clock-Overlap
VDD M2 0 D M4 X 0 VDD M6 M8 Q D 1 M1 M5 M3 M1 X 1 M7 M5 Q VDD M2 VDD M6
(a) (0-0) overlap
(b) (1-1) overlap
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Mux-Based Latches
Negative latch Positive latch (transparent when CLK= 0) (transparent when CLK= 1)
1 D 0
Q D
0 1
Q
CLK
CLK
Q = Clk ⋅ Q + Clk ⋅ In
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D
-
CLK
3.0 2.5 2.0 3.0
-
Q QM
2.5 2.0
I 2 2 T2
D CLK QM Q
Volts
D 1.0 0.5 0.0 2 0.5 0
CLK I 2 2 T2
Volts
1.5
1.5 1.0 0.5 0.0
=
0.2 0.4 0.6 time (nsec) 0.8 1 (a) Tsetup 5 0.21 nsec
Two opposite latches trigger on edge Also called master-slave latch pair
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Master-Slave Register