逆变焊机电路基础

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第一章 逆变焊机的电路设计基础 2．1 逆变焊机的基本电路形式 2．1．1 单端正激 2．1．2 半桥式 2．1．3 全桥式 2．1．3 基本电路的变形 2．1．3．1 双单端正激 2．1．3．2 单端正激加推挽式 2．1．3．3 全桥相移谐振式 2．1．3．4 功率单元的并联 2．2 控制方式 2．2．1 控制能量的方式 2．2．1．1 电压型方式 2．2．1．2 电流型方式 2．2．1．3 调频控制方式 2．2．2 集成的控制电路 2．3 驱动电路 2．3．1 驱动电路形式 2．3．2 驱动电路的电平隔离 2．3．3 集成的驱动电路 2．4 功率器件 2.4.1 IGBT MOSFET 的应用原则 2.4.2 电压定额，电流定额 2.4.3 IGBT 的平均结温与动态结温 2.4.4 过流保护 2.4.5 过压保护 2.4.6 硬开关和软开关电路中 IGBT MOSFET 应用的区别 2.4.7 逆变焊机中常用的 IGBT 2.4.8 快速整流管 2.4.9 快速整流管的开通 2.4.10 快速整流管的通态特性 2.4.11 快速整流管的关断 2.4.12 快速整流管的过压保护 2.4.13 快速整流管的并联 2.4.14 逆变焊机中常用的快速整流管 2．5 功率变压器的计算 2．5．1 铁氧体变压器 2．5．2 微晶铁心变压器 2．6 信号的取样 2．6．1 信号的直接取样 2．6．1．1 电压信号直接取样 2．6．1．2 电流信号分流器的直接取样 2．6．2 信号的间接取样 2．6．2．1 电压信号的霍尔传感取样
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2．6．2．2 电流信号的霍尔传感取样
第二章 逆变焊机电路基础
焊机是一种特殊电源，其输出端一般要接触到操作人的本身，故其基本的电路形式除满足焊接的基 本功能外，对人身的安全至关重要，逆变焊机基本结构框图如图 2.1 所示。
交流电 380V 三相或单相 220V 经整流后，整成 520V 左右的高压直流，经逆变器逆变成高频交流， 经变压器降压，整流滤波后变为平滑直流电供焊接使用。有时为了某些特殊用途还需要再加一级二次逆 变环节，将直流电变为交流，供电弧燃烧，产生交流电弧。 早期的逆变焊机逆变器件采用可控硅，逆变频率为 2~3KHZ，变压器采用硅钢片，现在逆变器件主要 采用 IGBT（绝缘栅晶体管）和 MOSFET（功率场效应管） ，逆变频率为 20KHZ 以上，主变压器铁芯采用 微晶铁芯和铁氧体。由于焊接电源的安全性要求较高，所以主变压器制作要求安全系数高，同一般电源 不同，输出短路是焊接电源的正常工作状态，故逆变焊机要有完善的保护。
2.1 逆变焊机基本电路结构形式
2．1．1 单端正激
在小功率逆变焊机大多采用单端电路，电路结构如图 2.2 所示
图 2.2 双单端电路结构 此电路特点，功率元件不会发生直通现

象，易于保护，但变压器等工作于一个象限中利用率较低， ， 不易做成大功率。
2.1.2 半桥式
在小功率逆变焊机还采用半桥式电路如图 2.3 所示
图 2.3 半桥式逆变电路 半桥式逆变电路由两个电容和两个功率开关器件组成，具有抗变压器偏磁能力。功率器件比全桥少
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一倍，但功率器件的电流定额比全桥大一倍，由于大电流定额功率器件价格相对较高，因而人们倾向于 将半桥逆变器用于中小功率的逆变焊机中。
2.1.3 全桥式
全桥式电路如图 2.4 所示
图 2.4 全桥式逆变电路 由四个功率管组成，每个功率管的电流相比半桥或单端正激都少一倍，可以做成较大功率的逆变焊 接电源，输出 400A 以上的焊接电源都采用了这种桥式电路。桥式电路不具备抗变压器的偏磁能力，解决 方法是在变压器原边回路中串联隔直电容，或采用峰值电流的控制方法来校正变压器偏磁。
2.2 基本电路的变形
2．1．3．1 双单端正激
2．1．3．2 单端正激加推挽式
2．1．3．3 全桥相移谐振式
全桥相移谐振式，电路结构如图 2.5 所示
图 2.5 全桥相移谐振电路 相对全桥形式，不同点是在 IGBT 两端都并联有电容，其控制方式如图 2.6 所示
图 2.6 全桥相移谐振的驱动脉冲 通过控制超前臂和滞后臂的相位差来调节输出功率，由于超前臂和滞后臂的上下一对管子导通与关 断互差 180°且死区是不变的，可实现超前臂负载换流，滞后臂漏抗换流的软开关过程。 由于存在小电流滞后臂漏抗换流不安全，大电流占空比等问题，许多学者提出了变压器原边串联饱 和电感和隔离电容的方法来解决此问题，电路如图 2.7 所示
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图 2.7 改进型的相移谐振主电路
2．1．3．4 功率单元的并联
2.3 控制方式
控制方式主要有三种，第一种是电压型 PWM，第二种是电流型 PWM，第三种是 PFM 型控制方式。
2.3.1 电压型 PWM 控制器
电压型控制器原理如图 2.8 所示
图 2.8 电压型控制器 输入信号与固定三角波信号相比较得到占空比 q，q 取值 0~1，可比较的三角波有正三角波和负三角 波两种，得到占空比调节有后沿调整和前沿调整两种。
2.3.2 电流型控制方式
电流型控制方式原理框图如 2.12 所示
图 2.12 电流型控制原理图 输入给定信号与峰值电流反馈信号进行比较，输出占空比q，有时峰值电流的斜率不足会引起占空比 q振荡，引入斜波电流补偿信号将反馈信号的斜率变斜以增加稳定性，峰值电流反馈可有效的抑制功率管 的过流，纠正变压器的偏磁，在内环引入电流峰值反馈可增加系统的稳定性
2.3.3 相移谐振控制方式 2.3.4

调频工作方式 PFM
在串联谐振控制中采用的是 PFM 调节方式，如图所示 2.10
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图 2.10 串联谐振调频工作方式 输入信号加到压频变换器上用来完成频率调制，同时对谐振回路中的电流过零点进行相位检测，由过零 点相位给压频变换器进行同步，完成在电流过零后关闭导通的功率器件的驱动信号。
2．2．2 集成的控制电路
电压型控制器可选用集成芯片，例如 SG3524，CN3525 TL494 等，也可利用单片机，DSP 的 PWM 输出引脚来生成，也可采用 FPGA 来构成 PWM 输出。图 2.9 是 SG3524 原理图
图 2.9 SG3524 原理图 如图中所示，3524 主要功能模块包括基准电压产生电路、振荡器、误差放大器、限流比较器、PWM 比较器、脉冲分配双稳态触发器、脉冲合成门和输出驱动管，以及保护和闭锁控制电路。3524 的振荡频 。但 3524 有以下不足之处：无欠压锁定电路，无软启动电路，无 率 f 由 RT 和 CT 决定，f=1.18/（RT*CT） PWM 锁存器；输出电流太小，需带脉冲放大驱动电路；输出级无泄放管，不能带 CMOS 管。 为了克服3524的不足，又设计了3525控制芯片。3525在原来功能基础上又增加了欠压锁定电路、软 启动控制电路、PWM锁存器、输出驱动改为推拉输出形式，并增加了驱动能力。此外，3525可以通过在7 号脚和5号脚之间加电阻RD来限制最大占空比。CT的充电时间和放电时间（最小死区）由RT和RD决定， 。图2.10是 SG3525原理图 图2.11是是一个典型应用图 振荡频率f=1/Cr*（0.7*RT+3*RD）
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图2.10 SG3525原理图
图 2.11 SG3525 典型应用图 如图中所示，脉冲信号工作频率由 P0、C34 决定，R53 为变阻器，使占空比可调，R54 用于限制最小 死区时间，8 端外接电容在 SG3525 内部电路的作用下构成软启动电路，使脉宽从最窄增至工作脉宽，防 止开机浪涌和不平衡。脉宽调制器从输出端 11，14 输出两路相差 180°的脉冲信号。 。常用的电流控制型脉宽调制器芯片 UC3846, 原理图如图 2.13
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图 2.13 UC3846 原理图 UC3846是一种双端输出的电流控制型脉宽调制器芯片，其内部结构方框图如图2.13所示 。其引出的 脚l为限流电平设置端；脚2为基准电压输出端；脚3为电流检测放大器的反相输入端；脚4为电流检测放 大器的同相输入端；脚5为误差放大器的同相输入端；脚6为误差放大器的反相输入端；脚7为误差放大器 反馈补偿；脚8为振荡器的外接电容端；脚9为振荡器的外接电阻端；脚l0为同步端；脚ll为PWM脉冲的A 输出端；脚l2为地；脚l3为集电极电源端；脚l4为PWM脉冲的B输出端；脚l5为控制电源输入端；脚l6为 关闭端。UC3846通过一个放大倍数为3的电流测定放大器(其输入电压必须<1．2 V)来获

得电感电流或开 关电流信号，其输出接PWM比较器的同相端。当取样放大器输入信号>1．2 V时，电流型控制器将延时关 断。电压误差放大器的输出经二极管和0．5 v偏压后送至PWM比较器的反相端，其输出既作为给定信号， 同时又被限流电平设置脚(脚1)箝位在+0.7V，从而完成了逐个脉冲限流的目的。当差动电流检测放大器 检测的是开关电流而不是电感电流时，由于开关管寄生电容放电，检测电流会有一个较大的尖峰前沿， 可能使电流检测锁存和PWM电路误动作，所以，应在电流检测输入端加RC滤波。图2.14为UC3846典型应用 图
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图2.14 UC3846典型应用图 图中，R1，C1构成振荡器，振荡频率f=2.2/(R1C1)。死区时间由振荡器的下降沿决定。R2及C2组成斜坡补 偿网络，以保证控制电路的稳定 。C5实现软启动，脚1的电位<0．5 v时无脉宽输出，脚l经电容c 到地， 开机后随着电容的充电，当电容电压高于0．5v时才有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽， 完成软启动功能。另外，系统还有较完善的保护电路。当系统输入电压过压或者欠压时，，就会通过加 速电容C6 和二极管D 对UC3846的脚16施加正脉冲，从而使UC3846芯片内部晶闸管导通，通过内部电路使 脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，UC3846芯片输出脉冲封锁。当过流或者过载时，比较器 LM393输出低电平，光耦OP2输出高电平，通过D7加在脚l6，同样会封锁脉冲输出。由于晶闸管维持导通。 所以系统当不过流不过载时，必须重新启动才能有脉冲输出。
相移谐振控制芯片代表 UC3875 原理图如图 2.15
图 2.15 UC3875 原理图 UC3875 的组成结构与硬开关 PWM 控制芯片差别很大，最主要的是它有四路输出，其中 A 和 B 反向， 有死区。C 和 D 反向，有死区。控制过程主要是移动调节 C 和 D 的相位，从而调节 A 和Ｄ或Ｂ和Ｃ共同导 通的占空比来调节变换器输出功率。基准电压产生电路和欠压锁定电路与其他 PWM 芯片类似。误差放大
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器的输出受输入端控制的同时，还受软启动和过流保护电路的控制。斜坡补偿电路和电流斜坡补偿输入 端的有机结合，可以实现电压控制模式、电压前馈控制模式、电流控制模式和带斜坡补偿的电流控制模 式４种工作方式。电流检测信号送到 CS+端，可以设置合理的过流保护。图 2.16 是 UC3875 典型应用
图 2.16 UC3875 典型应用 S／S软起动端(pin 6)与GND(pin 2O)之间除接一起动电容ＣB51外，还接有一保护执行电路，当IGBT 过热或输出过流时，软起动端电压降低，从而使变换器输出移相角降为O而停止工作。当IGBT温度下降或 输出电流正常时，软起动端电压线性升高，同时

输出级的移相角从O°逐渐增加，全桥变换器的脉宽从0 开始慢慢增大，直到稳定工作。E／A-端(pin 3)接输出电压传感器检测的输出反馈电压，E／A+端(pin 5) 接输出电压个给定信号。为了防止输出电流超过额定值，设置一限流电路，当输出电流超过设定的限流 值时，UC3875将降压限流。 输出电压给定信号与电压反馈 当电流传感器检测到的输出电流未达到限流设定值时， 二极管DB15不导通， 信号经误差放大器后，与锯齿波比较，决定主电路的占空比，使输出电压为额定值。一旦输出电流超过 限流设定值，二极管DB15导通，限流电路的输出使电压给定值降低，达到降压限流的目的。
2.4 驱动隔离及驱动方式
2．7 驱动电路 2．3．1 驱动电路形式
2．3．2 驱动电路的电平隔离
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现在逆变焊机中的功率管均采用 IGBT 或 MOSFET 是场控器件，其驱动电路在逆变焊机中主要有脉冲 变压器隔离，光耦隔离。 2.4.1 脉冲变压器驱动 采用脉冲变压器的隔离有两种形式，一种是变压器隔离的直接驱动，例如图 2.11 所示 图 2.11 变压器驱动原理图 图中当 B 为驱动变压器，当 K 闭合时，有驱动脉冲输出，当 K 断开时则变压器原边被短路，驱动信 号变为零，关断 IGBT（以下都以 IGBT 为例） 。此电路特点是变压器副边电路简单，故障率低，但对变压 器的绕制要求较高，漏抗要小。 第二种是变压器仅负载信号的传输，驱动部分另外有源电路，如图 2.12 所示 图 2.12 变压器隔离的有源驱动电路 图中可见，驱动变压器将信号传输至副边后，由推挽电路完成 IGBT 的驱动。相比变压器既要传输功 率又要传输驱动信号来讲，变压器的绕制简单，但变压器副边电路较复杂且需要独立驱动电源。 2.4.2 光耦隔离的驱动方式 随着高速光耦的出现例如 6N136，6N137 等，其传输延时小于 0.5us，因而可以作为驱动信号的隔离传 输，光耦副边需加驱动电源和驱动电路，如图 2.13 所示 图 2.13 带光耦隔离的驱动电路 从图 2.13 可见驱动信号经光耦隔离后传输三极管，经推挽放大后可直接驱动 IGBT。
2．3．3 集成的驱动电路
现有许多公司推出集成的驱动器，例如 EXB841 等，这种芯片内部结构是通过光耦进行隔离的。
EXB841 原理图 EXB841 典型应用图 上图为EXB841原理图和典型应用图，它主要由放大部分、过流保护部分和5v电压基准部分组成。二 极管ERA34即可检测IGBT的饱和压降，送到EXB841的6号脚，从而判断是否过流，用来完成过流保护功能。 4号脚的过流保护信号延时10us输出。
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M57957 原理图
M57957 典型应用图 上图为M57957的原理图和典型应用图，它的内部集成有光耦、接口及功

放单元。其工作原理为：来 自脉冲形成单元的驱动信号为高电平时光耦导通，接口电路把该信号整形后由功放级的两级达林顿NPN晶 体管放大后输出，驱动功率IGBT模块导通。在驱动电路输出脉冲为低电平时光耦截止，此时接口电路输 出亦为低电平，功放输出级PNF晶体管导通，给被驱动的功率IGBT栅射极间施加反向电压，使被驱动功率 IGBT模块恢复关断状态。可用于单管IGBT模块的驱动中。 2.5 功率器件及选择
2．8 2.4.15 2.4.16 2.4.17 2.4.18 2.4.19 2.4.20 2.4.21
功率器件 IGBT MOSFET 的应用原则 电压定额，电流定额 IGBT 的平均结温与动态结温 过流保护 过压保护 硬开关和软开关电路中 IGBT MOSFET 应用的区别 逆变焊机中常用的 IGBT
逆变焊机的发展是随着功率器件的发展而发生根本变化，早期的逆变焊机选用快速晶闸管作为功率 器件，随着 MOSFET 及 IGBT 的出现，现在小功率逆变焊机采用 MOSFET 作为逆变功率器件，中大功率逆变 焊机选用 IGBT 作为逆变器件，输出整流二极管选用高速的快恢复二极管，恢复时间为 75ns~100ns 之间， 例 MUR20040 等。
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2.4.22 IGBT MOSFET 的应用原则
以 IGBT 为例，功率器件选择时要保证在小于额定结温下，不超电压和电压最大值即可。
2.4.23 电压定额，电流定额
功率器件的电压电流定额选择 虽然大家都很熟悉功率器件的电压电流定额选择，但是焊接电源中仍有其特定性。 2.5.2.1 IGBT 电压选择 电压选择仅有两个等级。对 220V 电压输入的采用桥式整流输入形式，基本上采用功率器件 600V 的定额；对三相 380V 输入的基本上采用 1200V 的定额。 2.5.2.2 IGBT 电流定额 国内的 IGBT 逆变焊机基本上采用德国西门子或西门康的 IGBT， 650GB123D 或 75GB123D 的 IGBT 较多。图 2－19 是 50GB123D 的图表。 2.5.2
图 2－19 50GB123D 的曲线图 从图中可见，最大的电流量为直流 50A，而电焊机中的 IGBT 一般工作在 20KHZ、占空比最大值为 50％中。因而对应的电流峰值为多少呢？图 2－20 是一张 50GB123D 的电流瞬时耐受量。
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图 2－20 50GB123D 的瞬时电流耐受量 从图中可见， 50GB123D 的瞬时耐受量随持续时间变短而增加。 主要是考虑功率器件内部焊点发热损坏等 问题，可知其工作条件为 20KHZ/50GB123D 的电流耐受量在一个工作周期内为——A，此值将超过电流 定额值。为了有效保护 IGBT 管，最好采用本脉冲保护技术，即在一个驱动脉冲内完成保护
2.4.24 IGBT 的平均结温与动态结温
2.5.1 功率器件的散热 设 IGBT 的发热功率为 P，环境温度是 t，则功率器件的热传导通路如下图所示
图 2.14 图 A 是功率器件 IGBT，B 是散热器，其功率传导与温度模型为图

2.15 所示
图 2.15 散热模型图 图 2.15 中 IGBT 的功耗，IBGT 管芯通过管光向散热器传导，由于存在热阻 Rtj,则管芯与散热之间温 设散热功率器至环境的热阻 Rtc， 则散热器与环境 ， 差为Δt1=Rtj*P,散热器通过风冷向外界环境散发功率， 温度之差 Δt2=P*ttcc，故结温 tj=P*（Rtj+Rtc）+tc。 其中 P 为发热功率，tc 为环境温度，Rtj 结至散热器之 间电阻，Rtc 散热器至环境的热阻，一般来讲，当选定 IBGT 管后，型号热阻 Rtj 的值就定了，要降低结温 值，必须降低 IGBT 的发热功率或降低热阻 Rtc 的值。 降低 Rtc 的值的方法，主要是增加散热器面积，或加强强迫风冷，或水冷等。 考虑到散热器本身的热阻，当散热器加大很大时，Rtc 将降低到某一值下将不再降低，此时散热器本身 的温度梯度较高， 为了降低， 进一步降低散热器的热阻， 将采用热管散热器， 热管散热器的原理如图 2.16 所示 图 2.16 热管散热器原理 通过热管内部介质的传导，使温度梯度变小，降低了散热器本身的热阻。 为了提高整机的可靠性，采用风道设计对元器件进行散热。将带电元器件与外界隔开，利于三防处理。 如图 2－17 所示。 图 2－17 风道设计图 从图中可见由散热法构成的风道，风在风道中流动，通过散热法将 IGBT 的发热带走，而 IGBT 等功
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率器件处于风道外部，可有效地进行防护处理。举例：米勒、奥太、林肯、松下等公司的风道设计法。 例如：米勒焊机 X 304 的风道处理。如图 2－18 所示，风从前部由风扇吸入，经散热器转一周后由 风机吹出。 图 2－18 米勒 304 风道设计图
2.4.25 过流保护
2.4.26 过压保护
2.4.27 硬开关和软开关电路中 IGBT MOSFET 应用的区别
2.4.28 逆变焊机中常用的 IGBT
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西门康 IGBT 50A1200V 资料
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2.4.29 快速整流管 2.4.30 快速整流管的开通 2.4.31 快速整流管的通态特性 2.4.32 快速整流管的关断 2.4.33 快速整流管的过压保护 2.4.34 快速整流管的并联 逆变焊机中常用的快速整流管
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。 2.5.2.3 输出整流管选择 以全桥为例， 输出整流管一般都选择美国英托落拉公司的 MUR20040， 200A、 400V 反向恢复时间 75us。 图 2－21 是此器件的参数表，电流值的定义是指输出电流为峰值 400A、占空比为 50%、工作频率为 20K 的定义值。而实际上大多数二变压器副边均采用全波整流式。如图 2－22。
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图 2－21 MUR20040 的参数图 I0
图 2－22 逆变焊机变压器副边全波整流电路 从图中可见副边二极管的电流波形如图 2－23 所示。
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ID
I0
0.5I0 图 2－23 二极管中电流波形 按照平均值折算相等原则，改占空比为 50％，则
t
I=

I 1 1 [qTI0+T(1-q)* 0 ]= (1+q)*I0 T 2 2
(q=0~0.5, I0 为输出电流，I 为二极管平均电流。)
而 MUR20040 的定义为占空比等于 50%时的单个管的平均电流为 200A，则 I0=
3 I0=200A,即 4
800A =260A。即若组成如图 2－22 电路，选择一个 MUR20040 可在保证结温情况下，可输出 260A 3 1 1 左右的电流值。如果 q 足够小，则 (1+q)*I0 ≈ I0（式 2－10） 。在焊接电源输出短路时会出现式 2－10 2 2
I0 ≈ 200A，则 I0=400,说明短路时输出电流可达 400A 电流。 2
所示情况 q 很小，此时
输出整流二极管上的阻容吸收，二极管上的反压尖峰是由二极管的反向恢复引起的，反向恢复时间 越长，电流越大，引起的尖峰电压越高。工作状态如图 2－24 所示。 D1 I0 I0+ΔI D1 I0 U1 D1 U0 0.5I0 (a) D2 ΔI (b) 图 2－24 反向恢复引起电压尖峰的原理 图 2－24(a)是原边四个 IGBT 全部关闭，变压器副边二极管处于续流阶段，各承担 D2 Ls (c) D2 I0
0.5I0
I0 电流。若此时另一 2
个对应线上的 IGBT 开通，则电流通路变为图 2－24(b)，在 D1 上加正压，在 D2 上加反压，但由于 D2 的从正向导通到截止有反向恢复的时间 ts，产生了反向恢复电流 ΔI，此反向恢复电流还会折射至变压器 原边对电流型控制芯片以及过流保护产生误动作。在反向恢复之后，由 D2 回路的电感产生感生电压加在 D2 上，如图 2－24(c)所示，该漏抗为 Ls，则 D2 的反向电压为 2U+Ls 采用软恢复特性的二极管来降低
di 。为了降低 D2 的反向电压值， dt
di 值，而抑制 D2 的反压，或增加阻容吸收值和 D1、D2 回路中加入饱 dt
和磁珠来抑制反向恢复电流以降低电压尖峰。如图 2－25 所示。
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D1 L1 D2 L2 图 2－25 采用饱和电感和阻容吸收来抑制反向恢复电流 图中 L1、L2 是饱和电感，饱和电感的选择是：L1 和 L2 所承受的伏秒级大于 D1 和 D2 产生的反向恢复 时间乘以 2u。这样在 D1 或 D2 的反向恢复期间 L1 或 L2 处于不饱和状态，可较好地抑制反向恢复电流。 图 2－26 是加入电阻电容电感的二极管波形，图 2－27 是无饱和电感的波形，图 2－28 是仅采用饱和电 感无阻容吸收的情况。可以有阻容吸收与饱和电感的配合使用，可有效地降低二极管反向电压尖峰值。 图 2－26 图 2－27 图 2－28 2.6 主变压器的计算 常用逆变焊机主变压器铁芯采用三种材料：硅钢片、铁氧体、非晶态合金或超微晶铁芯。其中硅钢 片为 0.3mm 厚的冷轧硅钢片， 用于早期的可控硅逆变焊机中， 工作频率为 2～3KHZ。 MOSFET 和 IGBT 在 逆变焊机中采用的是铁氧体或非晶铁芯，工作频率为 20KHZ 以上。 2.6.1 铁氧体 作为变压器铁芯的铁氧体材料，主要型号为 MXO－2000，E 型和

EI 型两种，其铁芯材料数据如图 2－29 所示。
TYPE EI12.5 EI16 EI19 EI22 EI25 EI22/19/6 EI28 EI30 EI33/29/13 EI35 EI3530 EI40 EI50 MATERIAL PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 Dimensions (mm) A* B*C 12.4*7.4*4.85 16.0*12.2*4.8 20*13.55*5.0 22.0*14.55*5.75 25.3*15.55*6.75 22.0*14.7*5.75 28.0*16.75*10.6 20.0*21.25*10.7 33.0*23.75*12.7 35.0*24.25*10.0 35.0*24.2*12 40.0*27.25*11.65 50.0*33.35*14.6 Ap ( cm4 ) 0.0235 0.0839 0.1305 0.1606 0.3165 0.1980 0.6005 0.8207 1.5854 1.3343 1.6592 2.3301 5.5218 Ae ( mm2 ) 14.40 19.80 24.00 42.00 41.00 37.00 86.00 111.00 118.50 101.40 122.00 148.00 230.00 Aw ( mm2 ) 16.32 42.37 54.36 38.24 77.19 53.50 69.83 73.94 133.79 131.59 136.00 157.44 240.08
L3
21
TYPE
MATERIAL
Dimensions (mm) A* B*C
Ap ( cm4 ) 0.0013 0.0015 0.0091 0.0287 0.0570 0.0765 0.1243 0.1191 0.1572 0.1590 0.4368 0.3128 0.3173 0.8525 0.7995
Ae ( mm2 ) 2.63 3.31 7.00 12.10 17.10 19.20 23.00 22.40 31.00 41.00 35.80 40.00 40.30 86.90 109.00
Aw ( mm2 ) 5.00 4.46 13.05 23.70 33.35 39.85 54.04 53.15 50.70 38.79 122.00 78.20 78.73 98.10 73.35
EE05 EE6.3 EE8 EE10/11 EE13 EE16 EE19 EE19/16 EE20/20/5 EE22 EE2329S EE25/19 EE25.4 EE2825 EE30
PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40 PC40
5.25*2.65*1.95 6.1*2.85*7.95 8.3*4.0*3.6 10.2*5.5*4.75 13.0*6.0*6.15 16*7.2*4.8 19.1*7.95*5.0 19.29*8.1*4.75 20.15*10*5.1 22*9.35*5.75 23*14.7*6 25.4*9.46*6.29 25.4*9.66*6.35 28*12.75*10.6 30*13.15*10.7
图表 2－29 铁氧体性能表 设计一个 2KW 的变压器，选择铁芯磁密、原边匝数、原边线径、副边匝数、副边线径。考虑线工 作频率较高时的导线集肤效应，线圈要采用多胶导线合成一股进行并联或者用钢皮进行绕制。集肤效应 时考虑系数如图表 2－30 所示。
图 2－30 集肤效应时线径考虑系数 2.6.2 非晶铁芯 非晶铁芯是一种…………….。磁密为 1.2T。如图 2－31 所示是非晶铁芯的性能表。
材 料 饱和磁感(T)
铁基非晶 1.56
22
Br/Bs 最大磁导率 铁损(W/kg) 磁致伸缩系数 居里温度(℃) 电阻率
-45×104 P50Hz,1.3T <0.2 27×10-6 415 130
(mW-cm) 配电变压器 应用领域 中频变压器 功率因数校正器
图 2－31 非晶铁芯性能表 从图可见非晶铁芯工作频率约为 20~60KHZ， 为了保证铁芯的性能， 电焊机中变压器一般都选用环形 铁芯，外壳采用铝或电木，线包采用多胶漆包线合成，外部采用黄腊铜或绝缘布包起。如图 2－32 所示。 图 2－32 非晶铁芯的变压器 由于非晶铁芯是环形铁芯且线包采用多个线包并联，因而线包之间的均流及变压器的偏磁问题十分 严重。线组的绕制分布不均会造成变压器的偏磁。 2.6.3 变压器的温升、绝缘及其它 焊接电源的安全性要求较高，而其安全的关键部件之一是变压器，因此变压器

必须在风冷的情况下 满足线包和铁芯的温升要求。在风机损坏情况下，在温度继电器保护前仍要满足安全要求。 焊接变压器的绝缘等级主要有 B 级 H 级两种。在沿海地区、潮湿地区及有腐蚀的地方，变压器仍要 考虑防潮防腐问题。 由于变压器部件较重，在车载时的焊机要考虑变压器的振动冲击。 2.7 电弧信号的取样 电弧主要以焊接电流和弧焊电压来表征，因而电弧焊机的取样反馈信号是电弧电压与电弧电流。用 电弧电压和电流来反映电弧的工作状态。 2.7.1 电弧电压取样
23
电弧电压取样点在焊接电源输出端。采用“奥太”NBC－500 焊机，焊接电流 130A,焊丝直径 1.2mm， 100％CO2 气体。焊接电流采用 LEM500A 传感器进行取出，示波器为 HP54600B，焊接电压取自焊接电 源输出端。 （见论文 P15 页） 2.7.2 焊接电流的取样 焊接电流取样一般采用分流器或霍耳传感器来进行。分流起取样时易引入干扰，现一般采用霍尔传 感器进行取样。霍尔传感器分为直测式和闭环式。 2.7.2.1 直测式传感器原理 2.7.2.2 闭环式传感器原理 2.8 功率因数校正 通常逆变焊机输入整流测采用二极管不可控整流，电解电容直接滤波的方法来完成将输入三相交流 电变成直流的整流过程，功率因数低，对电网的冲击电流大。 现采用的功率因数校正方案有两种。一种是无源功率因数校正技术，一种是有源功率因数校正技术。 单相的有源功率因数校正器已获得成功应用，但三相有源功率因数校正技术器由于存在价格高、复杂、 可靠性低等原因还无法在逆变焊机上推广应用。我们提出一种补偿式无源功率因数校正器，功率因数达 到 0.95 左右，已满足现阶段焊接电源的要求。
8.1.1 有源功率因素校正 8.1.2 无源功率因素校正 论文 P49 9 奥太串联谐振可控硅逆变焊机实例 以奥太 ZX7-400 可控硅焊机为例分析，可见早期的逆变焊机的发展思路。主要技术指标：输入 380V 三相 50HZ，输出 400A，输出功率 14.4KW，原理图如图所示 图 奥太 ZX7-400 可控硅逆变焊机主电路图 图中 V1 是三相整流桥，C1、C2 是输入滤波电解电容，R1 是输入限制浪涌电流的电阻，K1、K2 是逆 变用的快速可控硅，C3、C4 是半桥逆变器的换流电容，L1、L2 是限制可控硅 K1、K2 的电流上升率的电感， B 是主变压器，D1、D2 是输出整流二极管，L3、Q4、L4、L5 是输出滤波回路。 工作原理是：380V 交流电压经 V1 整流桥整成直流后，由 C1、C2 进行滤波，C3、C4 与 K1、K2 组成 逆变电路，将直流逆变为 2~3KHZ 中频交流，经变压器 B 降压，电感电容 L3、L4、C5 的滤波，变为直流 输出，供焊接使用。 输入整流电路中限流电阻 R，R 一般选 0.3?。

作用有两个：第一用于限制合闸浪涌电流，第二用于
24
限制逆变失败的短路电流峰值，以保护可控硅，使短路电流限制在可控硅承受的浪涌电流之内。 半桥逆变器的工作原理： 由电容 C3、C4、与可控硅 K1、K2 组成半桥串联谐振式逆变器，等效电路如图所示 图 串联谐振半桥逆变器的等效电路 见论文 查资料 10 全桥串联谐振式逆变焊机实例，米勒 X304 原理分析
目录
一、 原理总述
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米勒 304 焊机原理图及其分析
工作原理： 米勒焊机 304 焊机的工作模式是：调频工作串联谐振式 PFM。主电路如 图一所示： 主电路由四只 IGBT 组成，设有过零电流检测电路，保证谐振回路中的电 流与驱动信号相同步，其控制功能有以下特点： （1） 具有 CC、CV 两种模式 （2） CV 模式中具有电子电抗器功能，其电子电抗器具有较好的控制熔 深，能广泛用于集装箱行业的焊接。 （3） 本文还分析了 304 焊机以前的老型号的焊机情况
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——所有资料来自亚州集装箱厂的米勒焊机解剖
米勒 304 焊机控制电路原理图
1、 控制输入信号:电流给定或电压给定 控制输出信号:四路驱动信号 2、 电子电抗器 或推力电流给定 3、 电压反馈 4、 电流反馈 5、 变压器原边电流反馈 6、 控制框图：见图 1
27
图 1： 控制原理框图
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第二部分
2.1 电流及电压给定电路
给定电路
由 RC1-22 提供给定，经同相跟随器后，变为 5 路输出。 （1） 、推力作用的嵌位电路，由 Q25 完成； （2） 、电压给定电路，由 A2C 完成； （3） 、电流给定电路，由 A6B 完成； （4） 4A； 、A （5） 6C； 、A
图 2：电流及电压给定电路
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2.2 电压给定 电压给定变换电路， 其中一路送给 A7B 进行显示 RC1 由 R114 及 AC2 组成， —19，另一路送给给定综合点 R78 及 R20，进行电子电抗器及调节器综合。
图 3：电压给定电路
经 A2C 电压给定变为最小值 A2C 的电压输出范围为 2V~7V 显示器为 1~3.5 V
15/750*100=2V
2.3 电流给定 由 R152 及 A6B 组成，合成引弧、推力等功能。
2.4 焊接电压反馈
30
焊接电压反馈由差动放大器组成，A7C 经变换的 A7A 输送给。 （1） 有无引弧判定电路 U9A； （2） R154 （3） A3C （4） A5B （5） R66 （6） R45 显示电路； 电子电抗器； 平均值电压；
2.4.1 差动放大电路分析
图 4：差动放大电路
V(+)与 V(-)经过差动放大器变为 V(+)－V(-)/20，经 A7A 组成二级滤波，使输出 V0 为 V(+)/10。 加二级滤波的目的：R161、C73、R139、C66
电压反馈由差动放大器及同相放大器后，输出信号为 V0/10，分别送给显示
31
电路、电子电

抗器、短路判定、推力电流电路等。
2.4.2 显示及
图 5：显示电路
2.5 电子电抗器
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电子电抗器是 CO2 气保焊控制系统的核心电路，其中原理是：
图 6：电子电抗器控制框图
电子电抗器由电压均值积分器、电压瞬时响应 PI 调节器组成，通过调节 PI 调节器的 PI 参数来调节瞬间电流上升率和下降率，PI 参数的连续调节是由 振荡电路产生 PWM 调制来完成的。电路组成如下图所示：
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图 7：电子电抗器
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2.5.1 均值积分电路 均值积分电路由 A2D 构成，当没有输出电流时 Q18 导通将 C30 短路放电， 焊接电路输出为 15～36V（是曲线说明书提供） 。 Vg 为 2～7V 则得到 V0 的范围为：10～35V，基本上是在调节范围之内。
图 8：均值积分电路
动特性设计： 当处于空载时 Q18 导通，则输出信号为零，当有焊接电流后 Q18 截止，而 短路过程中 V0 的变量约为 20V 左右，且持续时间约为 3－５ms，取 5ms 则计 算：A2D 输出变化量为
即：动特性计算可得一个短路周期中均值积分器的输出变化量是 0.3V 2.5.2 瞬间积分器
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图 9：瞬间积分器
瞬间积分器，由 Q17 导通与截止的占空比，可调节 PI 参数，改变输出的响 应速度，Q17 的驱动电路由其它的电路产生，U9C、U9D。 当没有电流时，Q21、Q19 均处于导通转太，A2B 输出将是最高值。 电子电抗器的输入端有： （1） 电压反馈 V0/10； （2） 电流反馈 I0/100 （3） 电压给定 2～7V Vg
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（4） 有无电流判定的固定给定 （5） 平均值积分器输出给定：
VgI 设
忽略 R41、R65 的电子电抗器输出的贡献，则有：
由于 UA2B 是电流环的给定，故 将上式整理：
即：
注：当电流为零时 VgI 为 0V，否则为 15V，说明在空载时引入 高电压脉冲以有利引弧，且使电子电抗器有处始输入能量： 则
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得到对应的方框原理图：设
图 10：米勒焊机等效模型
即：米勒焊机模拟的是具有内阻的 CO2 焊接电源， 但又具有平均值反馈， 来补偿由于内阻造成的输出电压的降低。
图 11：焊机等效控制模型
其中平均值调节器来调节输入电源电压来补偿内阻压降，而瞬时调节器来
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调节来调节输出电感量，来调节每个过度周期的电流上升，下降速度。 2.5.3 电子电抗器的调节 是通过 Q17 的导通与关断来调节输出的响应速度，将 A2B 进行处理得：
图 12：电子电抗器调节电路
当 Q17 导通时， 2B 的反馈网络是 C24、 42、 25、 26 将退出积分器的作用， A R C C 反馈网络将有 C24、C25、R42 承担，积分时间常数变小，输出响应加快，故 Q17 断开，则 C26 进入积分作用输出响

应减慢。 由电子电抗器电位器产生 Q17 的占空比 PWM 发生器由 U9D 与 U9C 产生， 一直流可调电平，与 U9D 产生的三角波信号相比较 U9C 产生 PWM 信号，来驱 动 Q17 工作。
39
图 13：电子电抗器 PWM 控制图
估算： 当 U9D 为输出为 0 时，比较点为 当 U9D 为输出高电平时比较点为：9V 即 C38 上的三角波约为 5V 到 9V 之间； 一个脉冲的周期约为 T= τ =20K*100p=20*103*100*10-6us =2us 即
引入 R72 将电位进行平移，当电子电抗器给定电位器调至零时，U9C“－”端电
40
位，R87、R72、R73 组合网络使 U9C“－”电位为 5V，当电子电抗器电位器调 至最高时为 9V，完成占空比为 0～100％，图中 R87、R72、R73 可能。 2.5.4 电压环输出电平平移电路
TP1-1 来自由于电子电抗器的 PI 调节器的输出，Q20 为可控电流源，化为 A 点电位为： TP1-1 设为 VT
设为 R95=R71，则
41
完成了 VT 的反相，VA 的最大值为 0～15V 加入 D34 以抵消加入了二极管压降则 给电流环的给定为－ＶＴ 为了增加 L 特性而附加了一路给定，由 R82、D35、R105 组成，根据说明书中的 给出的外特性 L 特性为 50A 左右，则可计算
第三部分
3.1
电流环、手弧焊 、氩弧焊部分
电流环的给定 电流环的 A3D、A3A 组成，完成平特性电子电抗器的内环及降特性的 PI 调节
器环，给定由直接降特性电流给定，由 R103 通过电子开关 U11A、DG211 完成，
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也可来自于平特性电源的电子电抗器的输出，由 R104 通过 U11D、DG211 完成。
3.2 推力产生电路
43
当电弧电压 V（+）为 15V 时，A6A 输出为 1.5V； 当电弧电压低于 15V 时，A6A 输出在 1.5V 上增加； 当电弧电压小于 15V 时，开关 K 闭合，则输出为 1.5V； 当开关 K 断开时，则输出电压为 0 低于 1.5V； 推力电流的大小还受到推力给定的限制； 为保护焊机推力电流即短路电流还受给定的限制电流，给定大于某值后，推 力电流逐渐减少，以至没有推力电流
44
3.3 引弧电路 引弧电路必设有电流有无判定， 当焊条与工件相接触时，产生一引弧电流，引弧电流大于与给定成反比，具 有一定定时时间。
电流信号经放大器 A4C，送给 A4D，A4D 接成比较器形式； 当焊条与工件短路时 A4D 输出为 0 电平， R131、 由 当电流 I0 为零时 A4D 为 0， C59、R112 组成微分定时电路，送给 U12B，另由 U12B 输出引弧电流。
45
由于 Q25 的作用，使引弧电流同电流给定成比例 约为
3.4 平特性时的引弧 1、无电流时 （1） 将均值 PI 调节器的积分电路短路，Q18 导通 （2） 电子电抗器电流反馈对地切除（相对于内阻变为零）Q21 导通 （3） 电子电抗器调至上升率最

高 Q19 导通 2、引弧时 当有电流时 A7D 输出为 1， 经延时 R101、 进行有无电流判定， A7D 完成， 由 、 、 C37 延时时，送给 U12F，完成无电流时（1）（2）（3）条的条件反相。 延时时间为 ：
当无电流时，将立刻由 C37、D37、R117 将 C37 电荷放掉。 3、引弧开始阶段电子电抗器的作用 引弧时由 A4、R131、C59、U12B 形成引弧电流及定时时间，使 U9C 与 U9D 形成引弧电流及定时时间， U9C 与 U9D 产生的 PWM 相比较而产生电子电抗 使 器，使引弧时电子电抗器发生改变。
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见另一文章 袁红军 11 全桥硬开关 PWM 控制的焊机实例， 松下 XT-315 焊机分析 松下 TX-300 型焊机具有手工焊，脉冲氩弧焊，氩弧焊点焊功能，性能较稳定，广泛用于自行车行业， 休闲家具制造，压力容器等行业中。特点是氩弧焊功能很丰富，具有气体延时，电流缓升缓降，峰值电 流，基准电流，峰值电流时间，基准电流时间，点焊时间均可设定，氩弧焊开关的操作方式有，有弧有 无，反复及点焊功能。 主电路采用典型的全桥 PWM 硬开关工作方式。主要参数：输入三相 380V，输出电流 300A。 一、主电路 主电路图如图所示 图中 V1 是输入三相整流桥，R1 是软启动电阻，当上电时，电网通过电阻 R1 给电解电容充电，当充 电完毕后，合上继电器 K 将电阻 R1 短路，G1、G2、G3、G4 四个 IGBT 组成全桥逆变器，C 是隔直电容防 止偏磁，B1 是主变压器，D1、D2 是输出整流管，完成输出整流作用，L 是滤波电感，B2 是升压变压器用 于高频引弧用。 1.1 逆变器工作原理 逆变器的等效电路如图所示 图 逆变器等效电路 图中变压器及负载在半个工作周期内可等效为虚线框内电路，G1、G4 与 G2、G3 互补导通，G1 与 G2， G3 与 G4 之间导通时有关断死区，约 2~5us 内，工作周期分为第一个半周期和第二个半周期，第一个半周 期内，当 G1，G4 导通时，D1 截至，电源电压加到输出电感和负载上，当 G1、G4、G2、G3 截至时，输出 电感上电流通过二极管 D 进行续流，将变压器短路。在后半个周期内，G2、G3 导通，虚线框内电路 A、B 点反相，工作情况同前半个周期。实测松下焊机的 IGBT 两端波形，变压器原边电流波形，隔直电容两端 电压波形，输出二极管电压波形，G1、G2、G3、G4 的驱动波形
47
图 波形 1.2 IGBT 管定额估算 逆变焊机是电弧类负载其经常工作在短路状态， IGBT 的电流定额计算同一般电源相比有一定特殊性： 对于 300A 焊机，输出电弧电压满足 U=20+0.04I,即为 32V，空载时电压一般要大于 40V，这样才有利于 电弧的引弧及稳定焊接。 （1）首先确定变压器匝比， 考虑输出整流二极管压降约为 1V，副边铜损约

为 1V，则变压器副边平均电压为 34V，考虑到逆变器 的占空比取 0.8，则变压器副边电压为 34/0.8=42.5V，变压器原边直流母线电压为 520V 左右，则变压器 匝比为 12∶1，考虑到电网波动±10%，则变压器匝比选为 10∶1。 （2）电流定额计算 焊机短路工作时，手弧焊时短路电流为焊接电流与推力电流之和，松下焊机的推力电流最大值约为 100A，则副边瞬间最大电流值为 400A，折算至变压器器原边， IGBT 中流过电流为 40A，故选用 IGBT 电流定额为 50A。 （3）电压定额 电网整流的直流母线焊机空载时电压约为 600V 左右，选用 IGBT 电压定额为 1200V。 2 隔直电容选择 为了防止变压器偏磁，在变压器原边回路中串接隔直电容，隔直电容上的最大电压波动率一般小于 10~20%的电源电压，本焊机实际选择为 20uf，隔直电容一般选择 CPB 聚丙烯电容，隔直电容的耐压值选 为电源电压。一般选大于 500VAC，耐流量要大于焊机最大电流工作时的变压器原边的电流量。 3.主变压器 主变压器采用铁氧体铁芯，原边采用铜线，副边采用铅线进行绕制。由于高频电流的集扶效应，线 圈所用导线截面选择都较大。 4.IGBT 的电压尖峰的吸收 IGBT 的电压尖峰采用二极管、电阻电容吸收回路，如图所示 图 2 电压尖峰吸收电路 图中所示电路，由二极管、电容、电阻组成，电阻接在直流母线的一端，主要用以吸收 IGBT 两端的 开关电压尖峰，对 IGBT 的开关过程的规迹没有什么影响，也不影响开关损耗的变化。工作原理如下： 假设 Q2 处于关断态，Q1 开通态，C1、C2 上电压约为电源电压 E，线路等效电感为 L，Q2 中的电感为 D，针对 Q1 由导通态变为关断时的等效电路如图所示
图 Q1 关断时刻等效电路 当 Q1 关断前 L 中流过电流为负载电流 I0，Q1 中流过的电流转移到支路 C1、D1 中，由于 C1 中的初始 电压约为电源电压 E0，故电感 L 中电流衰减很快，Q1 两端电压被钳位在电容 C1 电压上，L 中电流衰减为 0 后，C 上电压高于电源电压，高出的部分将通过 R1 将 C 上电荷放至直流母线上。二极管 D 导通将负载 电流续流。电容容量 C1 的选择，保持 Q1 关断时 C1 二端电压变化不大，二极管 D1 选择快速二极管，其电 流定额保证峰值电流耐受量，要保持满足最大负载电流的要求，电阻 R1 的选择，保持 C1 上电压的最高值 小于 IGBT 的额定电压值。 5. 驱动电路 驱动电路采用 EXB841 进行驱动，应用其典型电路，驱动电路波形见图，由于 EXB841 从输入信号 加入到驱动信号的输出有延时 0.5us，且对过流有几个 us 左右的不影响。如果主变压器采用环形铁芯绕制 或变压器原边电漏抗很小，则变压器偏磁时原边电流会在 0.5~1u

s 内急剧上升，会损坏 IGBT，而 EXB841
48
无法进行保护，虽然 IGBT 的窄脉冲电流的电流耐受量较高，但许多情况下是不允许重复的，当多次出现 后会造成超过额定动态额定结温，而使 IGBT 损坏。 松下焊机采用的是 C 型铁氧体铁芯，其绕制方式决定其原边有一定漏感量，当原边饱和时，激励电 流不会上升很快，因而可以较容易保住 IGBT 管。 8. PWM 产生器采用 SG3525 芯片 9. 高频抗干扰措施 9.1 电压反馈、电流反馈的取样 电流反馈采用直测式霍尔传感器，可有效防止高频干扰，电压反馈为了节省成本没有采用电压传感 器，而采用将电压信号进行取样反馈后，由单独电路进行处理成开关量后，再由光耦隔离后将信号送出。 9.2 主电路输入输出端处理 三相 380V 输入侧加三角形接法的输入电容及三角形接法的输入压敏电阻以吸收相？干扰及电压尖 峰，同时对外至“地”加压敏电阻以抗电网的“雷击”干扰。 焊机的输出端有干扰吸收电容，输出端分别对地各一个。以阻断焊机输出端与外界的高频通路。 9.3 焊枪开关线的处理 氩弧焊焊枪开关在高频引弧时会将干扰引入焊机内部，击穿印制板的元器件，松下焊机采用电容与 抗共模干扰电感对高频干扰进行抑制，原理图如图所示
图 松下 TX-300 焊枪开关抗干扰处理 其他措施的保证 前面板的电位器等器件与前面板之间加有绝缘垫片，以提高介电强度，防止高频击穿。 前面板的信号线，进入印制板时，先加入瞬间抑变二极管 TVS，来对高频干扰信号进行限位。 IGBT 的驱动线为双绞线，电流反馈的 LME 传感器到印制板的线选屏蔽线。 10. 此焊机设计其他 电抗器线圈，变压器副边线圈，采用铅线绕制较铜线节省成本。 此焊机设计不足之处 1. 防尘设计 印制板与风道之前没有加隔离密闭，冷却风扇，带入的灰尘可落在印制板上，易造成短路。 2. 主电路为硬开关工作方式，效率较低。 3. 印制板较复杂。 4. 机壳的空间过于窄小拥挤。 林肯 V300 多功能焊机 林肯多功能焊机具有手弧焊硬弧，软弧，氩弧焊，CO2 气体保护焊等功能，体积较小，工作频 率为 60KHZ，主电路采用双单端正激电路，焊机输出回路有输出电压上升电路，以利于提升小电流 时的电弧电压，满足纤维素焊条使用。 一、主电路工作原理 主电路图如图所示 主电路由两个双单端电路组成，两个双单端电路串联，开关管的开关应力降低一倍。输入滤波电容 将两个双单端电路基本钳位在高电源电压上，主变压器采用一个，输出组成全波整流电路，整流电路上 加附加绕组提高小电流时电弧电压。主电路分为两个部分： 1. 输入整流滤波部分 同一般

的焊接电源整流侧相同，有三相整流桥 V1，软启动电路 K1，由 C1、C2 组成滤波电路及双单 端逆变器的分压电源，R1、G1、R2、G2 组成 C1、C2 的电压平衡电路，当 C1、C2 上电压之差超过某值时， 约 50V ，则闭合相应的功率场效应管 G1 或 G2 来对 C1、C2 之间电压差进行平衡，当 C1、C2 电压差超过 9.4
49
某值后，则关断逆变器，且报警。 2. 逆变器及逆变器的同步 由于共用一个逆变变压器，两组逆变器需相导通相位互差 180°。且由一个 PWM 信号源来
50

1