三电平IGBT功率模块
三电平逆变器的IGBT
电能是一种极其宝贵的商品，许多市场研究表明，电能的需求正在按指数级不断地增长。
2001至2006年，能源消费增加了16.1％（数据来源：英国石油公司世界能源统计回顾， 2007年6月）。
然而，由于电能的有限以及日益高涨的石油价格，一个新的技术时代经开始了——一个以降低电能消耗和促进替代能源研究为目标的时代。
因此，迫切需要在所有的工业和消费类应用中持续不断地提高效率。
当我们谈论效率时，我们主要指的是电力效率。
然而，这种用法并不是效率一次本身的完整含义。
在电力电子应用中，工程师在开发新产品过程中的追求的主要目标是以最大限度地发挥不同类型的效率，如电效率和热效率，以及优化谐波失真和产品整体的尺寸。
上述目标必须与其他越来越严格的目标一起实现：满足经济效率和开发时间的要求。
这就产生了一个问题：具有更高效率的更为强大的模块是否能够满足所有重要的效率目标。
SEMITOP 功率模块拥有卓越的热性能，集成了最新的芯片技术和高度创新的电路拓扑结构，从而最大限度地提高效率和成本效益。
绝缘的功率模块是用于PCB焊接。
单螺钉安装和无铜基板的设计确保了良好的热性能，从而带来了无与伦比的应用可靠性。
超过10000 小时，基于17种不同测试的大量质量评定也验证了可靠性。
SEMITOP 的产品范围已经扩展，增加了一款专为三电平逆变器开发的新模块。
三电平逆变器拓扑结构正越来越多地用于UPS，包括那些中低额定功率（5-40 kVA）的产品。
多电平逆变技术是基于一个相当简单的概念：多个IGBT模块串联起来，使得额定电压远远高于单个IGBT的反向阻断电压。
这一概念首次是在高压和大功率转换器应用中引入，以便能够在数以万计的额定电压范围内使用标准的IGBT。
在DC / AC转换器中使用多电平逆变器是一种简单的提高效率的方法。
该转换器产生一个非常接近正弦波且谐波失真极小的输出波形。
这样有两个好处：开关频率比典型的两电平应用要低，从而减少了硅损耗；省去了输出滤波器，使得整体尺寸变小，成本降低。
IGBT模块三电平电路故障时关管顺序的讨论
IGBT模块三电平电路故障时关管顺序的讨论IGBT模块三电平电路故障时的关管顺序----传统办法在1字形二极管钳位三电平电路中，当发生短路故障或过流故障时，传统的关断IGBT的做法是，检测到故障的驱动器把故障信息传递给控制器，然后控制器先把外管关断，再关断内管。
这样的特定的关断顺序的原因是：1. 如果错误地先把内管关断，那么内管IGBT就会承担整个母线电压，这样内管会严重过压而马上损坏；2. 如果先关外管，外管的电压会被钳在半个母线电压上，不会出现过压，然后再关断内管，内管就安全了。
三电平电路故障时的传统关管顺序的时序关系：上图是一种三电平拓扑的传统故障管理的典型时序，当短路响应时间过了后，驱动器才能向控制器确认故障，而控制器确认故障则需要2us的时间。
也就是说，到控制器确认故障时，短路已经发生了10.5us了（8.5us短路响应时间+2us确认时间）。
这个时间还是理论上的最短时间，没有考虑控制器的计算时间及传输延时。
所以，三电平中的短路时间，一般都会略高于10us。
CONCEPT提出一种新的方法CONCEPT提出一种全新的思路：利用有源钳位功能提供的优势，忽略1字形三电平的关管顺序。
当IGBT检测到故障时，无论是内管还是外管，马上把对应的IGBT关掉，然后再向控制器报告；如果检测到故障的通道是内管，会马上给内管IGBT发关断指令，这样会导致内管IGBT过压，但实际上内管IGBT在这种情况下并不能被关断，因为有源钳位功能把内管电压钳住，而不会出现过压。
为了验证我们的这一创新性的提法，我们做了一系列验证实验。
三电平电路中有源钳位功能的有效性的研究以下测试将研究在错误的关断时序时，有源钳位功能如何保护三电平电路中的IGBT模块。
IGBT under test: F3L200R07PE4, 650V/200A, NPC1, 1字型三电平模块；IGBT driver: 2SC0108T2D0-12, CONCEPT，该驱动装备有源钳位功能；有源钳位门槛（TVS击穿的典型值）设为，479V(1mA,25℃)；以支持870V的最大直流母线电压Vdc（每个半直流母线电压均设为相同值以便于测量）。
三电平技术在1MW 1500V 光伏应用中的IGBT功率模块解决方案
三电平技术在1MW 1500V 光伏应用中的IGBT功率模块解决方案Kevin, Lenz, Danfoss Silicon Power, GermanyToke, Franke, Danfoss Silicon Power, GermanyHenning, Ströbel-Maier, Danfoss Silicon Power, Germany* 更多资讯，请联系丹佛斯中国：zengzhigang@摘要在光伏发电应用中，目前的趋势是向开路电压1500V系统发展[1]。
效率高、成本低、体积小是光伏逆变器设计最关心的。
减少并联的IGBT功率模块数量是减小体积和降低成本的关键。
选择正确的拓扑结构可以通过提高开关频率来减小滤波器的体积。
本文介绍了一种三电平的IGBT功率模块，该模块可以减少系统中模块并联的数量。
同时，进一步讨论了不同中性点钳位（NPC）拓扑的优点以及一种直接水冷系统。
1、三电平IGBT 模块为了获得更加高效率的解决方案，三电平技术正在变得越来越重要，甚至在兆瓦（WM）级的高功率应用中。
中性点钳位的三电平技术先后发展出了两种拓扑结构NPC1和NPC2（图1）[2]。
两种拓扑结构在不同的应用中各有优点。
本文介绍了一种基于这两种拓扑的采用相同封装和引脚的IGBT功率模块。
图1：NPC1（左），NPC2（中），两电平半桥拓扑（右）丹佛斯P3L®模块封装是一种多电平应用的标准封装，一个完整的低杂散电感NPC1[7] 和NPC2[5,6]拓扑为高功率应用提供了三电平的优势。
图2：丹佛斯硅动力的P3L®（NPC1和NPC2）以及P3（半桥）模块2、NPC1和NPC2的优缺点2.1、NPC2在低开关频率下效率更高为了满足高效的逆变器的设计要求，IGBT模块的功率损耗是重要的影响因素。
为了评估三电平模块对比两电平半桥模块在功率损耗上的优势，设计了一个仿真计算工具（DICAT）[4]。
三电平逆变器IGBT驱动电路电磁兼容研究
三电平逆变器IGBT驱动电路电磁兼容研究0 引言近年来，二极管箝位型三电平逆变器在高压大功率场合的应用得到广泛的研究。
与普通两电平逆变器相比，三电平逆变器改善了输出电压波形，降低了系统的电磁干扰，并且可用耐压较低的器件实现高压输出。
电路拓扑。
三电平逆变器系统结构，主要有不控整流电路、三电平逆变器、滤波器以及驱动电路、采样电路和DSP数字控制电路等。
设计时使用了6个带有两路驱动信号输出的IGBT驱动电路。
从系统结构图可以看到，IGBT的驱动电路连接着数字控制电路与逆变器主功率电路，是逆变器能否正常工作的关键所在。
由于驱动电路靠近IGBT器件，而且其中强电信号与弱电信号共存，可能受到的电磁干扰更为严重，因而IGBT驱动电路的EMC设计也是影响着整个逆变器系统工作性能的关键问题。
本文将分析三电平逆变器系统中会对IGBT驱动电路产生影响的主要干扰源及耦合途径，并重点讨论IGBT驱动电路的EMC设计。
1 干扰源及耦合途径对IGBT驱动电路进行EMC设计，必须首先考虑三电平逆变器整个系统可能存在的干扰源及干扰噪声的耦合途径。
1.1 功率半导体器件的开关噪声由图2所示的逆变器系统结构图可以看到，电网电压经过三相不控整流电路后输入三电平逆变器，经过逆变电路和滤波电路后为负载供电。
不控整流电路中的功率二极管及逆变器电路中器件(IGBT)在开关过程中均存在较高的di/dt，可能通过线路或元器件的寄生电感引起瞬态电磁噪声。
由于器件的功率容量很大，造成的开关噪声是整个系统中最主要的干扰源，对IGBT驱动电路工作的稳定性有着重要影响。
1.1.l 功率二极管的开关噪声功率二极管开通时，电流迅速增加，电压也会出现一个快速的上冲，会导致一个宽带的电磁噪声；二极管在关断时会有一个反向恢复电流脉冲，由于其幅度及di/dt都很大，在电路的寄生电感作用下会产生很高的感应电压，造成较强的瞬态电磁噪声。
由于功率二极管应用在三相不控整流电路中，输入电压较高，开关过程中的电磁噪声对系统其他部分的影响会更为严重。
三电平IGBT功率模块
电子知识为了充分发掘系统层面的设计优势，以往主要集中在大功率应用的三电平中点钳位(NPC)拓扑电路近来也开始出现在中、小功率应用中。
低电压器件改进后的频谱性能和更低的开关损耗，使得UPS系统或太阳能逆变器等需要滤波器的产品受益匪浅。
迄今为止，为了实现三电平电路，只能通过采用分立式器件或至少将三个模块结合在一起。
现在，采用针对较高击穿电压的芯片技术，通过将三电平桥臂集成到单独模块中，再配上驱动电路，就能够使得这种拓扑在新的应用中更具吸引力。
三电平NPC拓扑的工作原理在三电平NPC的拓扑中，每一个桥臂由四个带反并二极管的IGBT以串联的方式连接，另外再配上两个二极管DH和DL，将它们中间节点连接到直流母线的中性点。
其中所采用的所有功率半导体都具备相同的击穿电压。
根据输出电压和电流的特点，一个周期的基频输出有四个不同续流工作状态。
图1. 三电平NPC中某一个桥臂的换流回路。
a) 短换流回路；b) 长换流回路从图1a可以看出，电压和电流处于正方向，T1和DH组成了BUCK电路的工作方式，而T2则以常通的方式输出电流。
而电压和电流处于负向期间，T4与DB 组成了BOOST电路的工作方式，T3以常通方式输出电流。
在上述两种情况下，换流只有发生在两个器件中，我们称之为短续流。
然而当输出电流为负向而电压为正向的情况下，流过T3和DB的电流必须如图1b)所示换相至D2和D1。
这种换流涉及到四个器件，因此称之为长换流回路。
在其它情况下，会存在另一个长换流路径。
在设计三电平变换器时，如何控制好长换流回路的杂散电感和过压问题，是设计人员所要面临的又一挑战。
图2 EasyPACK 2B封装针对三电平NPC拓扑的最新IGBT模块虽然总共集成4个IGBT和6个二极管的IGBT模块并不适用于高功率产品，但是只要功率范围一定，并且控制管脚数允许采用标准封装，它是可以适用于中、小功率产品的。
图3 EconoPACK 4 封装对于小功率产品而言，如图3所示的EasyPACK 2B封装具备足够的DBC面积来集成一个完整的150A三电平模块桥臂。
采用SiC 器件的三电平功率模块介绍
采用SiC 器件的三电平功率模块介绍Vincotech FAE China 吴鼎 摘要：对于光伏逆变器而言，更高效率和更小体积一直是厂家追求的目标。
这就对功率器件提出了更高的要求，既要能够实现更高的开关频率，又要获得更高的转换效率。
普通的Si功率器件在高频时效率较低，而SiC 器件则可以很好的实现高频化的同时获得很高的转换效率。
关键词：SiC 器件高效率 光伏逆变器 一 引言 近年来，SiC 肖特基二极管已经在一些快速切换的应用场合取得了成功，比如PFC 应用。
SiC 二极管卓越的反向恢复特性可以确保在增加开关频率的同时，不会降低效率。
而开关频率的提升，可以减小磁性元件的体积，这样就可以降低整个系统的成本。
而本文所说的SiC器件和SiC 二极管完全是两回事，主要指的是SiC JFET 和 SiC MOSFET。
现代光伏逆变器和 UPS 大量的采用基于Si 技术的IGBT。
尽管IGBT 的导通压降是比较低的，但是它的拖尾电流会带来很高的开关损耗。
工程师们一直在试图找到一种器件，既具有较低的导通损耗，又具有较低的开关损耗。
SiC JFET 和 SiC MOSFET 则是这种应用的理想开关器件。
二 SiC 器件性能介绍 SiC MOSFET 特性类似于普通Si MOSFET，具有兼容的门极驱动，并且具有低的正温度系数，但是门极氧化层的可靠性是SiC MOSFET 应用的瓶颈。
SiC JFET 主要有两种，常通和常关的。
JFET 没有门极氧化层，从当今的技术来看，具有更好的可靠性。
图 1 是采用常关SiC JFET 的混合中性点钳位（MNPC）功率模块拓扑。
由于JFET 具有类似二极管的门极驱动特性，它的驱动电路要求在门极两端施加正向电压来开启JFET 沟道，为了保证JFET 最好的性能，要求驱动电压刚好在二极管正向压降附近。
该正向压降在不同的JFET 芯片有差异，且随着温度变化，所以它的驱动不同于MOSFET 和IGBT，需要采用电流源驱动。
光伏逆变器用三电平IGBT模块性能研究
光伏逆变器用三电平IGBT模块性能研究宫鑫;苏禹;张小凤;黄相杰【摘要】基于实现光伏逆变器硬件设计方案最优化的目的,针对两款不同IGBT厂家新上市的三电平IGBT模块,从模块和芯片尺寸,内部芯片布局,换流路径等方面进行了研究和分析.结果表明,赛米控(SK)模块较低的内部杂散电感,使得门极关断电阻更低,关断速度更快,因此可以降低损耗或在同样的门极关断电阻下获得更高的关断电流,而且直流母线电压较高,在一定条件下,通过低杂散电感带来的低损耗,可以实现整机效率达98％以上.英飞凌(IFX)模块的二极管具有较低的电流变化率,使得门极开通电阻更低,开通速度更快,在一定条件下,也可以降低损耗,实现整机效率达98％以上.所获结论可以给光伏逆变器硬件设计选型提供一定的参考价值.【期刊名称】《电子设计工程》【年(卷),期】2018(026)022【总页数】5页(P91-94,98)【关键词】光伏逆变器;三电平;IGBT;芯片布局;换流路径【作者】宫鑫;苏禹;张小凤;黄相杰【作者单位】北京理工大学珠海学院信息学院,广东珠海519088;珠海市智能电网与新能源技术重点实验室,广东珠海519088;北京理工大学珠海学院信息学院,广东珠海519088;珠海市智能电网与新能源技术重点实验室,广东珠海519088;北京理工大学珠海学院信息学院,广东珠海519088;珠海市智能电网与新能源技术重点实验室,广东珠海519088;北京理工大学珠海学院信息学院,广东珠海519088【正文语种】中文【中图分类】TN11在光伏发电应用中，效率高、成本低、体积小是光伏逆变器设计最关心的几个要点。
选择正确的拓扑结构可以提高效率，减小设备体积，并降低成本。
本文针对光伏逆变器的实际需求，对目前主流IGBT模块厂家新推出的三电平IGBT功率模块进行了研究和详细的测试分析，以实现太阳能逆变器硬件设计方案的最优配置。
1 光伏逆变器用三电平IGBT模块逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置[1-5]。
15K三电平IGBT模块
10 VDS=VGS 20 0 0 600
15 0,003
±15
350
30
Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C Tj=25°C Tj=125°C
** see schematic of the Gate-complex at characteristic figures
Rds(on) V(GS)th Igss Idss td(ON) tr td(OFF) tf Eon Eoff Qg Qgs Qgd Ciss Coss RthJH f=1MHz Thermal grease thickness≤50um λ = 1 W/mK Rgon=8 Ω ** Rgoff=8 Ω **
Parameter
Symbol
Condition
Value
Unit
Buck IGBT
Collector-emitter break down voltage DC collector current Repetitive peak collector current Power dissipation per IGBT Gate-emitter peak voltage Short circuit ratings Maximum Junction Temperature VCE IC ICpulse Ptot VGE tSC VCC Tjmax Tj≤125°C VGE=15V Tj=Tjmax tp limited by Tjmax Tj=Tjmax Th=80°C Tc=80°C Th=80°C Tc=80°C 600 30 41 225 54 82 ±20 3 390 150 V A A W V μs V °C
三电平逆变器IGBT驱动和保护电路的实现
三电平逆变器IGBT驱动和保护电路的实现由于三电平电压型逆变器对主元件的耐压要求可降低一半，而且输出波形好，因而一出现就显示了巨大的优越性。
本设计方案中三电平电压型逆变器由12个IGBT单元和钳位二极管等组成中性点钳位电路。
有三个电平(+E、0和-E)输出，在直流中间环节电容分压对称时，就有27种不同的输出状态。
由于主电路中有12只IGBT，因此需要12路驱动电路。
如果每路驱动电路采用独立开关电源+驱动模块+IGBT的常用模式，则成本非常高。
在这种情况下，就很有必要设计一种廉价、实用且有效的IGBT驱动保护电路，既能降低成本，又不至于削弱电路的各种性能。
IGBT对驱动电路的基本要求作为三电平逆变器的主要功率开关器件，IGBT的工作状态直接关系到整个系统的性能。
所以设计合理的驱动电路显得尤为重要。
理想的驱动电路应具有以下基本性能：1. 要求驱动电路为IGBT提供一定幅值的正反向栅极电压Vge。
正向Vge越高，器件Vces 越低，越有利于降低器件的通态损耗。
但为了限制短路电流幅值，一般不允许Vge超过+20V。
关断IGBT时，必须为器件提供-5V~-15V的反向Vge，以便尽快抽取器件内部的存储电荷，缩短关断时间，提高IGBT的耐压和抗干扰能力。
2. 要求驱动电路具有隔离输入输出信号的功能，同时要求在驱动电路内部信号传输无延时或延时很小。
3. 要求在栅极回路中必须串联合适的栅极电阻Rg，用以控制Vge的前后沿陡度，进而控制器件的开关损耗。
Rg增大，Vge前后沿变缓，IGBT开关过程延长，开关损耗增加；Rg减小，Vge前后沿变陡，器件开关损耗降低，同时集电极电流变化率增大。
因此，Rg的选择应根据IGBT的电流容量、额定电压及开关频率，一般取几欧姆到几十欧姆。
4. 驱动电路应具有过压保护和dv/dt保护能力。
当发生短路或过流故障时，理想的驱动电路还应该具备完善的短路保护功能。
IGBT驱动和保护电路的实现根据以上对IGBT驱动及短路保护电路的讨论，本文设计了一种具有完善短路保护功能的隔离式IGBT驱动和保护电路，如图1所示。
三电平 IGBT
赵争鸣，白华，张海涛，袁立强，刘建政?摘要：?本文从IGBT内部结构及其瞬态能量变化的角度，针对三电平变频器中的IGBT失效现象进行了较深入的分析。
并以一台160kW的三电平变频器为具体对象，以试验结果为依据，解释分析了一些典型的IGBT失效机理，并提出了相应的有效解决措施。
?关键词：?三电平变频器；IGBT开关器件；失效机理?Abstract:?This paper analyzes IGBT failure mechanism of three-level inverters from the view of IGBT’s inner stricture and transient electromagnetic energy. In the example of a real 160kW three-level inverter, the typical IGBT failure reasons are explained and the effective solutions for the failure are summarized based on experimental results.?Keywords: Three-level inverter; IGBT switch device; Failure mechanism???一、概述??? 三电平变频器由于它的谐波分量少，构成的多电平电压波形所需开关器件少，拓扑结构简单以及PWM调制相对容易，近年来在大容量高压变频器以及低压高性能变频器中得到广泛应用【1－3】。
然而由于三电平变频器的特殊结构，其中开关器件失效现象发生颇多，使得其应用受到影响。
本文结合实例，集中讨论箝位二极管型三电平变频器中IGBT失效机理以及保护措施。
二、三电平变频器的结构特点??? 一个典型的箝位二极管型三电平变频器拓扑结构如图1所示。
采用空间矢量PWM（SVPWM）开关调制方法，其中开关器件IGBT所处的运行条件与同条件（输入电压、开关频率、容量大小相同）下的IGBT相比，主要有如下几个特点：??? 1、同一工作时间内，三电平变频器中的IGBT开关次数与两电平的不一样；???? 2、三电平中采用二极管箝位结构，具有直流母排中点电压平衡问题，使得三电平中的IGBT有可能实际承受电压不一样；??? 3、三电平的SVPWM中，开关矢量组合余度大，开关顺序不尽相同；??? 4、三电平中的每个IGBT的通态和阻态时间与两电平的不一样；??? 5、三电平中的最小脉宽和死区设置时间与两电平不同；??? 6、三电平增加箝位二极管后，变流回路不同，箝位二极管作为重要器件，IGBT所处的回路参数不同。
带逆阻型IGBT的三电平NPC-2功率模块的门极驱动器应用
2 IGBT 驱动器考虑因素
图 1 中所示的各种拓扑对 IGBT 驱动器的要求各不相同。例如，两电平拓扑通常要求具备短路 保护和过压保护之类的功能即可。比较常用的短路保护方案称为 VCEsat 或退饱和监控，如图 6 所示。过压保护一般通过对 IGBT 的集电极-发射极电压进行有源钳位来实现。图 4 所示为该应 用的示例。 如果使用三电平 NPC1 拓扑，IGBT 在短路时的关断顺序将非常重要。在这种情况下，必须首 先关断半桥的外部 IGBT，然后再关断内部 IGBT。如果未按此顺序进行关断，内部 IGBT 将会 承受整个直流母线电压并将损坏，因为三电平 NPC1 拓扑中 IGBT 的额定电压“仅为”直流母线 电压的一半[1]。因此，在发生短路时驱动器不应自动关断 IGBT，而应将故障状况报告给控制 单元，由控制单元来确保正确的关断顺序。只有内部 IGBT 采用了高级有源钳位的情况下，才 能忽略关断顺序，并允许驱动器执行自动关断[3]。 图 1 中所示的 NPC 拓扑的共同特点是，在正常工作期间，相输出端 U 的电压相对于中性点 N 在+1/2DC 和-1/2DC 之间交变，即极性发生变化。这一点对于在 NPC2 拓扑中 N 点和 U 点之间 的 IGBT 形成双向开关特别有意义。图 2 所示为当外部开关（此处未显示）分别导通和关断时 这些 IGBT 获得的电压。
图9
根据推荐电路修改驱动器后进行的短路测试
3 结论
综上所述，对于使用RB-IGBT的NPC2拓扑，需要修改经典的保护功能，例如退饱和监控和有 源钳位。这些修改可利用CONCEPT提供的标准驱动核方便地实现。如果不做这些修改，相输 出端的负电压将会使驱动器过载，从而损坏驱动器并最终损坏整个功率单元。本文推荐的解决 方案，为RB-IGBTs新技术在太阳能发电和UPS等领域中的应用开辟了新的道路。
T字型-三电平电路拓扑和状态表
IGBT模块T字型-三电平电路拓扑和状态表：T字型-三电平电路拓扑1）拓扑中共有4只IGBT，4只二极管，还有电容组C1和C2；假设正负母线电压均等，都是Vdc。
2）将T1，T2，T3，T4的状态用1和0分别表示，1表示开通，0表示关断。
T字型-三电平电路状态表1）状态采用16进制表示；2）稳定模态有3种：C，6，3；3）死区状态有2种：4，2。
死区状态的切换用黄色部分表示。
状态循环和电流流向：在该拓扑中，IGBT的所有开关状态的切换是循环的过程。
在该拓扑中，电流的流向分为两种情况：朝内-蓝色箭头所示；朝外-红色箭头所示。
由于这两种情况是对偶关系，所以在以下的分析中，我们假定电流流向朝外（红色箭头）。
状态C-1100：状态C-1100-->状态4-0100：状态4-0100-->状态6-0110：状态6-0110-->状态2-0010：状态2-0010-->状态3-0011：状态3-0011-->状态2-0010：状态2-0010-->状态6-0110：状态6-0110-->状态4-0100：状态4-0100-->状态C-1100：小结：经过以上对三电平拓扑中每个切换过程的分析，可以得出如下结论：IGBT部分：1）电流朝外流时：T1(C-->4)，T2(6-->2)在关断时会有电压尖峰。
2）电流朝内流时：T3(6-->4)，T4(3-->2)在关断时会有电压尖峰。
3）T1~T4在关断时产生的电压尖峰，都是基于半个母线电压Vdc。
但是由于T1管和T4管的阻断电压高，所以T1管和T4管的关断电压应力风险相对较低；而T2管和T3管是低压管，所以T2管和T3管的关断电压应力相对较大，这点需要特别注意。
二极管部分：1）电流朝外流时：D3，D4有续流。
D3(4-->C)，D4(2-->6)反向恢复。
2）电流朝内流时：D1，D2有续流。
基于大功率三电平igbt模块并联的参考设计
当前的可再生能源行业中，光伏和风力发电均面临着补贴逐步退坡、平价上网时代即将到来的挑战。
为应对这一挑战，光伏逆变器和风力变流器厂家研发的新品单机功率越来越高，以取得更低的单位功率成本。
市场上1.5MW的集中式光伏逆变器和3MW的风电变流器已经成为最终用户的普遍选择。
随着单机大功率的市场趋势的日益明确，三电平拓扑以其高效率，并网友好且可以降低系统成本的特性获得了主流逆变器及变流器厂家的广泛青睐。
赛米控近期完成了基于成熟大功率三电平IGBT模块并联的功率模组参考设计与测试验证。
接下来就让我们一起对这款设计进行全方位的了解。
1.适用于大功率应用的NPC三电平IGBT模块2017年，赛米控发布了1200V/1200A大功率三电平IGBT模块。
该产品采用开创性的A,B管设计，将单相NPC桥臂分为上下两部分封装到两个行业标准的SEMITRANS10模块SKM1200MLI1200TE4/BE4中（图1）。
与早期一些使用三只标准半桥模块搭建的NPC三电平解决方案相比，ST10MLI模块仅需使用2只模块，成本更低的同时具有更高的功率密度，通过内部优化布局可将长换流环路的杂散电感控制在50nH以下。
由于突出的性价比，该模块目前已成熟应用于光伏，储能等不同领域的众多项目中。
2.并联方案介绍对比大功率模组通过电抗并联方案，IGBT模块直接并联可以进一步提升方案的成本优势，并且节省功率柜空间，提高变流器功率密度。
为了响应这一用户需求,赛米控德国总部从不同设计部门抽调经验丰富的工程师图1ST10MLI拓扑及模块实物紧密配合，在短时间内完成了大功率三电平功率模块SKM1200MLI1200TE4/BE4的直接并联方案设计工作。
T(C)T(C)中性点母排排与交流母排叠层设计图3不同模块间距情况下的热仿真比较T(C)r距进行的热仿真结果。
可以看到，将模块间距从9rmn 增加到30mm,散热 器上最高温度可降低10度。
增加间距至40nmi 则对散热器最高温度无进一步改善。
IGBT的三电平控制原理
三电平大功率通用变频器的研制发布:2011-09-07 | 作者: | 来源: wanghuixiang | 查看:601次| 用户关注：1、引言在实际工业中，因装置容量的规模越来越大，而在能量变换中发挥关键的功率器件所能承受的通断电压和通态电流却受到现有功率半导体制作水平的限制，促使人们从逆变拓扑结构方面展开研究以满足实际需要。
自日本长冈科技大学的南波江章(A.Nabae)等人于1980年在IEEE工业应用年会提出三电平中点箝位式结构以来，这种拓扑结构在实际工业现场获得了广泛的应用[1]。
与普通两电平逆变器相比三电平逆变器具有如下的优点：(1)在直流母线1、引言在实际工业中，因装置容量的规模越来越大，而在能量变换中发挥关键的功率器件所能承受的通断电压和通态电流却受到现有功率半导体制作水平的限制，促使人们从逆变拓扑结构方面展开研究以满足实际需要。
自日本长冈科技大学的南波江章(A.Nabae)等人于1980年在IEEE工业应用年会提出三电平中点箝位式结构以来，这种拓扑结构在实际工业现场获得了广泛的应用[1]。
与普通两电平逆变器相比三电平逆变器具有如下的优点：(1) 在直流母线电压一定的情况下，开关器件的耐压等级减小一半；(2) 在同等开关频率下，三电平逆变器输出电压的谐波含量降低50%；(3) 采用相同功率等级的开关器件，输出功率可以提高一倍。
针对轧钢机，本文研制了690V/600kW大功率变频器，主电路采用三电平二极管箝位式拓扑结构，开关器件采用IGBT，采用光纤进行驱动信号的传输，调制方式为三电平空间电压矢量PWM(SVPWM)。
装置中采用了有效的中点电压平衡措施，有过流、短路等保护功能。
同时，根据对三电平变频器输出电压阶梯波形的分析，得出了三电平逆变器输出电压的谐波特性，概括了谐波分布的一般规律，所得到的结论对于调制策略的应用具有实际指导意义。
2、主回路的组成本文研制的变频器装置采用三电平逆变器拓扑结构，三电平大功率通用变频器系统结构框图，主回路主要包括移相变压器、12脉冲整流桥、功率单元和预充电电路，下面分别加以介绍：(1) 移相变压器：为了降低输入谐波电流，移相变压器实行多重化设计，2套副边绕组，分为2个不同的相位组，分别采用星形和三角形联结，构成相位相差30o、大小相等的两组电压加到整流桥上。
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电子知识为了充分发掘系统层面的设计优势，以往主要集中在大功率应用的三电平中点钳位(NPC)拓扑电路近来也开始出现在中、小功率应用中。
低电压器件改进后的频谱性能和更低的开关损耗，使得UPS系统或太阳能逆变器等需要滤波器的产品受益匪浅。
迄今为止，为了实现三电平电路，只能通过采用分立式器件或至少将三个模块结合在一起。
现在，采用针对较高击穿电压的芯片技术，通过将三电平桥臂集成到单独模块中，再配上驱动电路，就能够使得这种拓扑在新的应用中更具吸引力。
三电平NPC拓扑的工作原理在三电平NPC的拓扑中，每一个桥臂由四个带反并二极管的IGBT以串联的方式连接，另外再配上两个二极管DH和DL，将它们中间节点连接到直流母线的中性点。
其中所采用的所有功率半导体都具备相同的击穿电压。
根据输出电压和电流的特点，一个周期的基频输出有四个不同续流工作状态。
图1. 三电平NPC中某一个桥臂的换流回路。
a) 短换流回路；b) 长换流回路从图1a可以看出，电压和电流处于正方向，T1和DH组成了BUCK电路的工作方式，而T2则以常通的方式输出电流。
而电压和电流处于负向期间，T4与DB 组成了BOOST电路的工作方式，T3以常通方式输出电流。
在上述两种情况下，换流只有发生在两个器件中，我们称之为短续流。
然而当输出电流为负向而电压为正向的情况下，流过T3和DB的电流必须如图1b)所示换相至D2和D1。
这种换流涉及到四个器件，因此称之为长换流回路。
在其它情况下，会存在另一个长换流路径。
在设计三电平变换器时，如何控制好长换流回路的杂散电感和过压问题，是设计人员所要面临的又一挑战。
图2 EasyPACK 2B封装针对三电平NPC拓扑的最新IGBT模块虽然总共集成4个IGBT和6个二极管的IGBT模块并不适用于高功率产品，但是只要功率范围一定，并且控制管脚数允许采用标准封装，它是可以适用于中、小功率产品的。
图3 EconoPACK 4 封装对于小功率产品而言，如图3所示的EasyPACK 2B封装具备足够的DBC面积来集成一个完整的150A三电平模块桥臂。
由于可在给定的栅格内任意布臵管脚，这些管脚即可以作为功率端子也可作为控制端子，因此这个封装可提供非常理想的连接方式。
这种封装可提供辅助发射极端子，可确保IGBT的高速开关。
对于电源端子而言，最多可采用8个端子并联，确保获得所需的额定电流以及降低杂散电感和PCB热量。
对于中功率的产品，全新推出的EconoPACK 4封装提供了一种理想选择，它可集成三电平中所有功率器件。
右边的三个功率端子用来把直流母线分开，为三电平逆变器带来极低的寄生电感，与它相对的两个功率端子并联起来作为每一个桥臂的输出端子。
在模块封装的两侧是控制引脚，PCB驱动板可以通过这些端子直接连接。
这种封装的三电平模块中的桥臂的最高电流高达300A。
就降低杂散电感而言，将一个三电平相桥臂的所有器件集成至一个模块，是一种很有前景的解决方案。
然而，很明显仅600V 的器件耐压使它很难满足典型应用，原因在于：母线电压的均压不理想，而且600 V器件开关速度太快。
为了使设计更加容易并且确保器件在应用中具有更高的裕量，这些模块采用了增强型IGBT和二极管芯片，耐压达到650V。
这些新的芯片与众所周知的600V IGBT3器件一样，具有相同的导通特性和开关特性；而且可靠性也没有发生改变(如SOA、RBSOA、SCSOA)。
这些通过最新的IGBT和二极管终端结构的开发得以实现，并确保了超薄的70?m芯片厚度不发生改变。
因此，650V IGBT的集电极－发射极饱和电压VCE_SAT在25°C仍然保持在极低的1.45V水平(150°C时为1.70V)。
器件的开关损耗较低，当开关频率为16kHz时，损耗仅占逆变器总损耗的三分之一。
此外，该IGBT还具备非常平滑的电流拖尾特性，即使在恶劣的条件下，也不会造成电压过冲。
二极管的VF-Qrr 关系也作了优化，正向压降极在25°C条件下为1.55V((150°C时为1.45V)，并保持器软关断特性。
设计三电平拓扑的IGBT驱动所面临的挑战在中、小功率的三电平NPC拓扑应用中，为了使系统性能发挥到最佳，对IGBT的驱动提出了一些具体要求。
较高的开关频率由于开关频率范围从16kHz到30kHz，驱动器必须为每个IGBT提供一致并且较小的传输延迟时间，以便减小死区时间。
由于650V器件具备快速的开关速度，因此死区时间主要取决于驱动器的传输延迟时间的变化。
如果死区时间相对于开关周期过长，会导致逆变器的输出非线性，从而为控制算法带来多个更多的挑战。
拓扑电路结构尽管这些器件的耐压电压仅为600V或650V，但驱动器的隔离要求却与1200V相同。
由于驱动电路数量增加一倍，因此必须采用适用于该驱动器的设计，并且要求其电源具备数量较少的组件和较小的PCB空间。
驱动电路的保护特性如短路检测和欠压锁定等必须与三电平NPC拓扑匹配。
首先关断一个内部的IGBT(图1中的T2、T3)，会使得母线电压完全施加到这个器件上，由于超过了器件SCSOA或RBSOA区域，将导致器件立即失效。
运用EiceDRIVER系列全新的集成IGBT驱动技术，可轻松地满足这些要求：* 集成的微变压器技术提供基本的绝缘功能，其绝缘电压高达1420 Vpeak。
* 集成的有源米勒箝位功能可以采用单电源来实现，这种驱动器在即便在较高开关速度条件下也不会有寄生导通风险[8]。
* 相对于传统采用光电耦合的驱动器技术，这种微型变压器技术，可大幅降低传输延迟的时间和相互之间的偏差。
* 集成的Vcesat保护功能也可用于外侧开关，但对于内侧的IGBT该功能需要屏蔽掉。
实验试验结果这部分将介绍采用EasyPACK 2B 三电平模块的开关波形。
在这个电路中，IGBT的IGBT栅极驱动了1ED020I12-F的驱动芯片。
采用电流互感器在直流母线的正端DC+或DC-来进行测量电流。
图4. 短换流的开关波形(峰值电压为550 V，电压仍在允许范围之内。
)短换流回路图4 显示的是，在标称电流、400V直流母线电压和25°C结温条件下的短换流情况的开关波形。
图5 长换流的开关波形(峰值电压为580V。
该电压仅比短换流的峰值电压高30V，仍然不超过650 V的击穿电压。
)长换流回路图5 显示了在相同条件下的长换流的开关波形首次试验结果表明，由于将一个完整的三电平桥臂集成在一个模块中，长换流几乎可实现与短换流相同的开关性能。
不过，要想在更大电流条件下，获得足够的裕量，仍需要进一步降低电路的杂散电感。
通过将多个电容器并联，并采用多层电路板来减小模块和电容器之间的电流回路，可有效减小寄生电感。
此外，必须要考虑的是，实际的应用中在直流母线上是不会采用电流互感器的。
在这里采用电流互感器会产生15nH的杂散电感，从而导致45V的过压。
结论通过将一个完整的三电平桥臂集成在一个模块内部，把器件耐压从600V提高到650V，然后配上较高集成度的驱动解决方案，这种三电平NPC拓扑为中、小功率逆变器如高效的UPS、PV 等需要工作在较高开关频率和配臵有滤波器的应用带来非常具有吸引力的解决方案。
More: 数码万年历More:s2csfa2 IBIS模型是一种基于V/I曲线对I/O BUFFER快速准确建模方法，是反映芯片驱动和接收电气特性一种国际标准，它提供一种标准文件格式来记录如驱动源输出阻抗、上升/下降时间及输入负载等参数，非常适合做振荡和串扰等高频效应计算与仿真。
IBIS本身只是一种文件格式，它说明在一标准IBIS文件中如何记录一个芯片驱动器和接收器不同参数，但并不说明这些被记录参数如何使用，这些参数需要由使用IBIS模型仿真工具来读取。
欲使用IBIS进行实际仿真，需要先完成四件工作：获取有关芯片驱动器和接收器原始信息源；获取一种将原始数据转换为IBIS格式方法；提供用于仿真可被计算机识别布局布线信息；提供一种能够读取IBIS和布局布线格式并能够进行分析计算软件工具。
IBIS模型优点可以概括为：在I/O非线性方面能够提供准确模型，同时考虑了封装寄生参数与ESD结构；提供比结构化方法更快仿真速度；可用于系统板级或多板信号完整性分析仿真。
可用IBIS模型分析信号完整性问题包括：串扰、反射、振荡、上冲、下冲、不匹配阻抗、传输线分析、拓扑结构分析。
IBIS尤其能够对高速振荡和串扰进行准确精细仿真，它可用于检测最坏情况上升时间条件下信号行为及一些用物理测试无法解决情况；模型可以免费从半导体厂商处获取，用户无需对模型付额外开销；兼容工业界广泛仿真平台。
IBIS模型核由一个包含电流、电压和时序方面信息列表组成。
IBIS模型仿真速度比SPICE快很多，而精度只是稍有下降。
非会聚是SPICE模型和仿真器一个问题，而在IBIS仿真中消除了这个问题。
实际上，所有EDA供应商现在都支持IBIS模型，并且它们都很简便易用。
大多数器件IBIS模型均可从互联网上免费获得。
可以在同一个板上仿真几个不同厂商推出器件。
IBIS模型是一种基于V/I曲线对I/O BUFFER快速准确建模方法，是反映芯片驱动和接收电气特性一种国际标准，它提供一种标准文件格式来记录如驱动源输出阻抗、上升/下降时间及输入负载等参数，非常适合做振荡和串扰等高频效应计算与仿真。
IBIS本身只是一种文件格式，它说明在一标准IBIS文件中如何记录一个芯片驱动器和接收器不同参数，但并不说明这些被记录参数如何使用，这些参数需要由使用IBIS模型仿真工具来读取。
欲使用IBIS进行实际仿真，需要先完成四件工作：获取有关芯片驱动器和接收器原始信息源；获取一种将原始数据转换为IBIS格式方法；提供用于仿真可被计算机识别布局布线信息；提供一种能够读取IBIS和布局布线格式并能够进行分析计算软件工具。
IBIS模型优点可以概括为：在I/O非线性方面能够提供准确模型，同时考虑了封装寄生参数与ESD结构；提供比结构化方法更快仿真速度；可用于系统板级或多板信号完整性分析仿真。
可用IBIS模型分析信号完整性问题包括：串扰、反射、振荡、上冲、下冲、不匹配阻抗、传输线分析、拓扑结构分析。
IBIS尤其能够对高速振荡和串扰进行准确精细仿真，它可用于检测最坏情况上升时间条件下信号行为及一些用物理测试无法解决情况；模型可以免费从半导体厂商处获取，用户无需对模型付额外开销；兼容工业界广泛仿真平台。
IBIS模型核由一个包含电流、电压和时序方面信息列表组成。
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非会聚是SPICE模型和仿真器一个问题，而在IBIS仿真中消除了这个问题。