通信原理增量调制1

A fs
因为A远大于△，所以为不发生过载现象，△M 抽样频率 要比PCM高得多!
量化信噪比
M 量化噪声
2 ( PCM时 q
Δ2 ) 12
若e (t )在（ - ， ） 之 间均匀分布： 1 即 p(e ) 2 则 ：M的 量 化 噪 声 为
e 2 p(e )de
e(n)＝S (n) Sl (n) ˆ (n 1) S ( n) S 编码过程 e( n ) 0 e( n ) 0
S( n) + Sl(n)
e(来自百度文库)
Q[ ]
ˆ ( n ) 数码 e 形成
ˆ ( n) S
C(n)
Z-1
ˆ( n) Δ , C ( n) 1 则 e ˆ( n ) Δ , C ( n ) 0 e
2 2
2
3 fs
fB
2 例：在 f s 32KH Z 时 ， S q 最低限值为 15dB ,即
15dB 10 lg
S

2 q
10 lg
S max

2 q
10 lg
S S max
2 Amax
30 lg f s 20 lg f
10 lg f B 14 10 lg A
△称为△M的量化间隔
译码过程（接收端恢复原始信号的原理图）
C ( n)
解码
ˆ(n) e
Z 1
ˆ (n) S
ˆ (n) Δ C(n) 0 则 e 首先解码电路把接收 ˆ (n) Δ C(n) 1 e 到 的 信 码 C′(n) 按 照 下 ˆ (n) e ˆ (n 1) ˆ (n) S S 列规则解出差值信号 传输过程无误码时 量化值 e ，再经过 ˆ ˆ(n) ˆ (n), ˆ (n) e ˆ (n) C(n) C e 延 迟 与 相 加 电 路 ， 输 因而
通常选 f B 3000H Z , f 1000H Z （信号能量集中在 800 ~ 1000H Z 之 间 ） ， 将 f S、f B 和f代 入 上 式 ， 得 ： 15dB 26.2 dB 20 lg( A Amax )
2 可见：在 f s 32KH Z， S q 最低限值在 15dB情 况 下 ， 信 号
g(t) 积分器 I(f)
增量调制信号输出C(n)
脉冲发 生器
脉冲发 生器
A
积分器 I(f)
d dt
B
低通
消息信号
D(f)
若积分器和微分器是互补的，则接收端的积分器和微分器可省去
消息信号 S(t) 积分器
I(f)
＋
e(t)
-
比较器 判决器 g(t)
增量调制信号输出C(n)
Sl(t)
积分器 I(f)
其基本概念是，如同非均匀PCM中那样，改变量化间隔△
即采用自适应方法使量阶△的大小，随输入信号的统计特 性变化而跟踪变化。使输出信噪比总在额定值以上。 连续出现多个“1”(或多个“0”)，即可认为信号有出现过 载的可能，从而增大∆，使其本地译码信号跟上信号变化。
用作自动控制量阶△的控制电压的提取方法大致分为两类 一类是：直接从输入语音信号的包络变化中提取信息称为 前向控制（或前向自适应） 一类是间接从输出码流中连1或连0码的长度中提取，称为 反向控制（或后向自适应） 用控制电压改变量阶所需要的时间常数也有两种选择： 一种选择的时间常数大致与取样时间间隔Ts在同一数量级， 称为瞬时压扩 一种是选择的时间常数大致与音节周期在同一数量级，故 称为音节压扩。（人的语音除了有频率变化的不同外，还 有音量大小变化的不同，从波形上看，音量大小的变化使 语音信号的包络不断的变化。音节是指语音信号包络变化 的一个周期，统计特性表明这个周期在5～20ms）
所谓预测编码是根据过去的信号样值预测下一个样值，并仅 把预测值与现实的样值之差 e(n)＝S (n) Sl (n) 加以量化 Q 、 编码后进行传输的方式（在接收端经过和发送端的预测完全 相同的操作，可得到量化的原信号）
S(n)
+ -
e(n)
Q[ ]
ˆ( n ) e
数码 形成
C(n)
ˆ( n) e
dS ( t ) dt max TS
dS(t ) 避免斜率过载必须使 dt max TS
设输入信号为正弦波 S (t ) A cos wt , 则
可得不发生斜率过载的条件为：
dS ( t ) A dt max
fs A ( ) 2 f
（可见当△，fs一定时，f与A成反比，不适合传输均匀频 谱信号），或
的动态范围 20 lg( A Amax )只 有11dB( 15dB 26.2 dB 11dB ) 不能满足通信质量 ( 35 ~ 50dB )的 要 求.( 除 非f S 100KH Z ).
7. 2 数字压扩自适应增量调制
若量节能随信号瞬时压扩，则称为瞬时压扩∆M，记作ADM。 若量节∆随音节时间间隔（5-20ms）中信号平均斜率变化， 则称为连续可变斜率增量调制，记作CVSD. 可同时解决动态范围小和斜率过载问题。
△M最大量
化信噪比：
0.038
f s3 f 2 fB
SNRmax (dB) 30 log10 f s 20 log10 f 10 log10 f B 14
上式表明：
10log 2 3(dB)
1、△M的信噪比，在抽样频率每提高一倍时，量化信噪比 将提高9dB 2、信号频率每提高一倍时，量化信噪比将下降6dB， 即简单增量调制中，语音信号高频段的量化信噪比下降。
音节平滑电路
按音节周期的时间常数把脉冲平滑为慢变化的控制电 压（此电压与语音信号的平均斜率成正比）.
脉冲调幅器
在平滑输出控制电压作用下，PAM（脉冲调幅器）使输 出端的数字码流脉冲幅度按照控制电压的大小线性变 化，因此达到了自动改变量阶△的目的.
图7－5 曲线表明 数字压扩增量调制信噪比明显比简单增量调制优越，并且 编码器能正常工作的变化范围有很大改进.
7、信道误码对∆M的影响##5-25
2
成反比，信号频率
提高一倍， SNR 下降6 dB
6 简单增量调制的性能改进 简单增量调制有两个问题： ① ② 斜率过载 动态范围小
7. 2 数字压扩自适应增量调制
在§ 7.1介绍的简单增量调制ΔM中，量化间隔（或量阶） 是固定不变的，其主要 缺点是量化噪声功率 q2 也是不变的，而系统的实际量化信噪比是： A 2 A 2 SNRmax SNRmax 2 2 q q Smax A 2 A max max 可见：信号功率S（即信号幅度）下降时 量化信噪比也随 之下降。 S Smax S
2 3 fs
f B为LPF带宽
输出正弦信号的平均功率： So A2 2，即在临界条件下系统 2 输出的最大信号功率 So Amax 2。 由不发生斜率过载条件 A
Δ fs ( ) 得临界条件为： 2 f
Amax
fs ( ) 2 f
临界过载时
2 Amax 2 Smax fB A ( fs ) 2 q max 2 2 f 3 fs 3 Smax fs 3 SNRmax 2 2 2 q 8 f f B
7.3 增量总和调制 ( 又称－M)
可解决斜率过载问题
其要点是：将信号先进行积分，改变其频率响应。使高频 分量幅度下降（与预加重相反），然后再进行ΔM编码，为
此，在接收端为了不失真恢复原信号，需要将解码后信号
进行微分。
消息信号 S(t) 积分器 ＋ I(f) Sl(t)
e(t)
比较器 判决器
ˆ(n) 正脉冲 C (n) 1 e 与预测器Z-1功能由积分器完成
由于预测信号Sl(t) 与接收端译码器中的积分器输出是一致的， 所以也称Sl(t)为本地译码信号. 积分器输出有折线近似和阶梯近似积分波形两种形式图（7-3）
△M中的量化噪声
S(n)抽样值 S(n-1)抽样值 Sl(t)两种预测信号
2 q

1 2 e de 2 2 3
注意：上述量化噪声功率并不是系 统最终输出的量化噪声功率
通常认为量化噪声的功率谱在
量化噪声功率谱为
(0 , f s ) 内均匀分布，即：
经截止频率为fB的低通滤波 ( LPF ) 后，输出量化噪声功率：
2 fB 2 q 3 fs
脉冲发 生器
上图发端的两个积分 器可用一个代替：
误差 e( t ) S ( t )dt S l ( t )
调制的SNRmax 值为
f s3 SNRmax 0.12 3 fH 与信号频率无关。 f H _ 低通滤波器的截止频率 f S _ 抽样频率
S ( t )dt g ( t )dt S ( t ) g ( t )dt
TS 抽样周期
△量化间隔（量阶） Sl(n)本地译码值
S(t)信号
△M过程
e(t)
S(t)
Sl(t)
△M中的量化噪声
斜率过载
不论采用那种形式，在相邻抽样时刻，其波形幅度都只 变化（增或减）一个固定的量化间隔△。 当信号频率过高时，本地译码信号Sl(t)会跟不上信号的变 化，称为过载。 Sl(t)所能跟上的信号最大斜率为 △/Ts— — 称为临界过载情况下最大跟踪斜率，因此，为避免斜 率过载必须使
Δ
0
Sl (n) Z-1
Q
ˆ ( n) S
C ( n) 1
为量化器
一阶预测器
Z-1
C (n) 0
e(n)
Δ
量化特性及编码特性
S(n) 输入信号样值
Se ) 本地译码值＝预测值＝前一样值重建值 前一样值 l ( n) ˆ(n 1) S ( n) S
l
ˆ(n) 重建值 S
差值信号量化特性
输入信号的当前样值与按前一时刻信号样值的编码经本地解 码器得出的预测值之差,即对前一输入信号样值的增量（增加 量或减少量）用一位二进码进行编码传输的方法称作增量调 制,简称为 DM 或ΔM。它是差值编码调制的一种特例.
ΔM 只用一位编码，但这一位码不是用来表示信号抽样值的大 小，而是表示抽样时刻波形的变化趋向。 预测编码的概念：
第七章 增量调制 M
参考：第 5-7-8 章 基带数字信号及其传输
(1) 简单增量调制
M 可以认为是 PCM一位编码时的特例，
但编码的是差值信号。
与PCM方式相比，其优点： 1、在比特率较低时，增量调制的量化信噪比高于PCM 2、增量调制的抗误码性能好 3、增量调制编译码器简单
7.1 简单增量调制原理
出重建信号
ˆ (n) S
ˆ (n) S ˆ (n)即发射端本地重建信号 S
实际编码译码器常用简单 RC 积分器 和 比较器 来 实现一阶预测器Z-1和量化器Q[ ]
抽样定时
消息信号S(t)+
e(t)
Sl(t)
比较器 判决器
增量调制信号输出C(n)
ˆ( n ) e
积分器
脉冲发 生器
E
C'(n)
脉冲发 生器
Sl' (t) 积分器 低通
消息信号
-E
与图7-1相比有四点不同：
输入信号s(t)是模拟信号，而不是抽样值 抽样量化及编码由比较器一次完成 ˆ ( n)，由C(n)控制 用于产生预测值的量化器输出信号 e 一个脉冲发生器产生，即 ˆ(n) 负脉冲 C (n) 0 则e 相加器
目前采用数字检测音节压扩、自适应增量调制系
统如图7－4(p158)所示.
PCM 可采用音节压扩，而不是瞬时压扩.
｛一音节＝（5~20）ms｝
与简单增量调制相比，增加了连1连0数字检测电路和音 节平滑电路.
用脉冲幅度调制器代替了固定幅度的脉冲发生器.
数字检测电路：可用移位寄存器和与非门实现，检测出码流 C(n) 中连1码和连 0码的数目，这个数目反映输入语音信号连 续上升或下降的趋势，间接得到输入语音信号强弱的信息， 连1或连0码越多，监测器输出的脉冲宽度就越宽，将这个输 出宽度变化的脉冲加到音节平滑电路.
SNRmax (dB) 30log10 f s 20log10 f 10log10 f B 14
例： f 1kHz
f s 16kHz
f B 4kHz SNR 15 ~ 16dB
结论：① SNR 与 f s 三次方成正比，f s 提
高一倍， SNR增大9 dB
② SNR 与 f