低压大电流移相全桥开关电源的研究

低压大电流移相全桥开关电源的研究

丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵

【摘要】给出硬件电路系统框图,然后结合采用移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器的电路拓扑结构,推导并计算了几个关键的主电路参数,接着给出了产生PWM波相关的硬件电路图,最后在10kW的直流电源样机的环境下进行了实验并得出实验波形.%The paper firstly described the hardware block diagram of circuitry.It then calculated several key parameters of the main circuit combined with the use of phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC / DC converter circuit topology.It also presented the relative hardware circuit of the PWM wave generation,Finally,experiments were conducted in the 10KW DC power supply prototype environment and experimental wave forms were obtained.

【期刊名称】《湖北工业大学学报》

【年(卷),期】2012(027)002

【总页数】5页(P40-44)

【关键词】移相全桥;DC/DC变换器;PWM

【作者】丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵

【作者单位】湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068

【正文语种】中文

【中图分类】TM46

由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结构.移相全桥软开关电路分为零电压开关（ZVS），零电流开关（ZCS），零电压零电流开关（ZVZCS）三种类型［1－3］.相比较而言，移相全桥ZVS电路因为其工作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于大功率低压大电流的工作场合中.本实验装置采用的是移相全桥ZVS PWM直流变直流技术，其输出电压28.5 V，额定输出电流350 A，本文给出了整个硬件系统框图，主电路参数设计，PWM波相关的硬件设计，最后给出了实验波形.

1 系统框图

系统框图见图1.

图1 硬件系统框图

三相电经过12脉波自耦变压器整流出来的电流只含有n次谐波量，n＝12k±1（k ＝1，2，…），减小了输入电流的总谐波含量（THD），提高了系统的兼容性，

并且大大减小了12脉波自耦变压器的体积容量.高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材料，为了减少开关损耗.输出的电压和电流经过采样后到DSP28335控制板，经过AD转换，再通过SPI进行板间通讯，把数据送到面板显示.

2 关键参数的设计

移相全桥ZVS变换电路见图2，下面对其中的几个重要参数进行设计计算.

图2 移相全桥ZVS变换电路

2.1 高频变压器的设计

高频变压器设计要求如下：额定输出功率为10kW，允许短时间过载100%（一般为2 min左右），输入三相交流电的电压波动范围为380 V×（1±10%），也就

是在342～418 V之间，开关频率为20 k Hz，额定输出直流电压为28.5 V，根

据这些要求高频变压器铁芯选取了E28尺寸的R2SKB铁氧体铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数其中：V in为高频变压器的直流输入电压，在这里取

最大直流输入电压；K为波形系数，波形系数是指有效值与平均值之比，如果是方波一般为4；f s为开关工作频率（20 k Hz）；B w为变压器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae为铁芯有效截面积，m2，A e ＝A S×K e，K e＝0.97；将参数代入式（1）中可得

由于原边是6个变压器串联，在这里就取每个变压器的匝数为6匝.为了提高高频

变压器的利用率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输出整流块恢复二极管（FRD）的电压应力，从而减小功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损耗和变压器副边的最大占空比D max来计算高频变压器副边的最大输出电压值

其中：V 0为输出电压值；V D为整流输出块恢复二极管上的通态损耗；V L为输

出滤波电感上的电压损耗；V R输出电流在输出电缆上的压降损耗.并根据最小输

入电压V in（max）来决定变压器的副边匝数.

直流电源输出为28.5 V，假设整流输出二极管的通态压降为2 V，输出滤波电感

上的电压损耗为1 V，输出电流在输出电缆上的压降损耗为2 V，变换器的最大占

空比为0.85，把这些参数代到式（2）中可得

变压器的原边与副边的匝数比关系如下：

由此可得变压器的副边匝数

又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢失比较大，所以取副边匝数为4匝，按以上参数设计的6个变压器实测原边总漏感为12μH.

2.2 超前桥臂谐振电容的设计

为了实现DC／DC变换器的超前桥臂和滞后桥臂的ZVS软开关，需要根据DC／DC变换器的开关频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感.

在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波电感Lf和谐振电感Lr串联，用来抽取超前桥臂上的并联电容的能量以实现ZVS软开关，由于原边等效电感L＝L r＋K 2×L f L r，所以在超前桥臂工作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ZVS，必须要让Q 1驱动信号和Q3驱

动信号的死区时间大于超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电压减少量为

t 01是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到0 V时所需的时间.要实现超前

臂的零电压开通，必须要让Q1驱动信号和Q 3驱动信号的死区时间T d大于并

联电容的放电时间t 01，所以要满足

才能保证零电压开通.由公式可得，如果原边电流变得很小的话，C 3的电压放电