第六章混频器3-2
第六章----混频器PPT课件
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
第六章混频器1
第六章混频器作业6-5、6-6 6.1 概述混频器的作用：①发射机---上变频器---将已调制中频信号搬移到射频②接收机---下变频器---将接收到的射频信号搬移到中频混频方法：①乘法器电路二极管--不需偏置，功耗低{②非线性器件场效应管—平方率，组合频率少双极晶体管混频原理（下变频为例）：工作状态--线性时变()=cosω本LO振信号：v t V tLO LO()=cosω射频RF信号：v t V tRF RF1[()t()t] LO =cosω−ω+cosω+ωRF LO RF RF LO RF LOv v V V二者相乘：2中频信号调幅接收机混频器---结构框图、端口波形与频谱特征v(t) RFv(t)IF vRFvIFv v(t)LOLO混频实质---线性频谱搬移①时域特性---输出、输入波形包络相同，载波频率不同②频域特性---输出、输入频谱结构与带宽相同，载频不同混频器结构：三个端口---射频口、本振口、中频口混频器主要指标1. 增益变频增益---输出中频信号大小与输入射频信号大小之比表示形式：电压增益A V=V IF/V in功率增益G p=P IF/P in两者关系：2P V/R RG A===2===2IF IF L SP V2P V/R Rin RF S L 端口匹配：{R射频口源阻抗sR中频口负载阻抗L（1）射频口---①与低噪声放大器直连②前接滤波器（50Ω）（2）中频口---接中频滤波器（声表/介质/晶体---阻抗不同）混频器种类（按增益划分）：①有源混频器---增益大于1②无源混频器---增益小于1---变频损耗---动态范围大2. 噪声混频器位于接收机前端，其噪声性能对系统影响大F1F1−−F F=++2 31G G G112噪声系数的计算：混频器是线性网络（对射频信号），可用线性网络公式计算（增益---变频增益）混频器噪声来源：（1）电路内部元器件噪声---由实际电路进行具体分析（2）输入信号伴随的噪声---①射频信号带内噪声②镜像带内噪声两种噪声系数定义：SSB 信号位于本振一侧，混频DSB信号位于本振两边,无镜像将信号带内噪声和镜像带内噪频率，混频只将信号带内噪声声都搬到中频，实测噪声系数搬移到中频，实测的噪声系数---单边（SSB）噪声系数---双边（DSB）噪声系数若两热噪声相同，混频器无噪若混频器无噪，信噪比不变输出信噪比降低3dB混频前频谱混频后频谱3. 失真与干扰非线性器件实现混频---利用非线性特性的平方项产生中频信号非线性器件高次方项---产生组合频率落在带内----干扰、失真（1）干扰哨声f混频器输入：射频信号RFf本振信号LO有用中频：f=−LOIF f fRFRF±=±Δ组合中频：pf qf f FLO IF单音频若组合中频落在有用中频带内：有用中频组合中频}ΔF送入解调器---输出音频信号含有---干扰哨声（2）寄生通道干扰f前提条件：输入射频有用信号, 伴有干扰信号RF f m有用中频：f IF=f RF−f LO--有用射频与本振产生--主通道中频qf±=LO pf fm IF组合中频：--干扰与本振产生--寄生通道中频--寄生通道干扰主要的寄生通道干扰：①中频干扰：f m=f IF（q=0,p=1）不经混频直通到输出端被混频器直接放大，增益比主通道变频增益大f=−q,1=1p= mf fLO IF②镜像频率干扰：（）镜频干扰通过混频器，变频增益与主信号一样（3）互调失真条件：输入信号伴有多个干扰以两个干扰信号为例：有用射频信号：fRF射频干扰信号：f m、f1m2RF---互调干扰如出现组合频率()rf−≈m sf f1m2()IF---互调失真rf−−=m sf f f1m2LOn1=s+r+ 由非线性器件次方项产生当r+s=3影响最严重---三阶互调---次方项产生n4=三阶互调干扰信号与射频信号的关系：2m f f或f−≈1m2RF 2f−≈m f f2m1RF4. 线性指标非线性器件构成混频器---工作在线性时变状态---对小信号线性非线性器件小信号输入---混频器是线性网络输出中频信号幅度}成正比输入射频信号幅度较大信号输入---出现非线性失真衡量指标：（1）1dB 压缩点变频增益下降1dB时所对应的输入射频（或输出中频）信号功率（2）三阶互调截点条件：输入有用射频信号f RFf射频干扰信号和RF1fRF2fRF1fRF2假设输入射频及干扰信号幅度均相同有用信号中频：f IF=f RF−f LO三阶互调产生的中频信号：(2)f−f−f=fRF1RF2LO IF或()2RF f f ff−−=2FR1LO IF三阶互调中频功率=有用中频功率的点----三阶互调截点----IIP3、OIP3（3）线性动态范围定义：1dB 压缩点与混频器的基底噪声之比，用dB表示混频器位于低噪放后---线性范围要求比低噪放高5. 口间隔离①本振口射频口9影响LNA工作性能9影响本振工作性能②本振口中频口使中放过载甚至强信号阻塞③射频口中频口f>>RF fIF一般，可被滤除6. 阻抗匹配非线性器件对混频器三个口的阻抗要求：①匹配----最佳功率传输RF口/IF口必须与所接的滤波器匹配不同滤波器输入输出阻抗不同，如：声表面波滤波器：200欧陶瓷滤波器：330欧晶体滤波器：1000欧②每个口对另外两个口的信号力求短路----减少口间干扰6.2 有源混频器电路{单管跨导型混频器单平衡混频器双平衡混频器特征: 由双极型晶体管或场效应管构成实现原理基本相同，分析方法通用混频增益> 16.2.1 单管跨导型混频器1. 电路构成直流偏置原理电路2. 工作原理‰器件工作状态---线性时变v t VRF ()=cosω射频：RF RFt小信号v t VLO ()=cosω本振：LOV>>LO VRF线性时变的两要点：tLO大信号①时变---时变偏置控制时变跨导---称为跨导型混频器GSQ=−+GG LO GS=−++GG LO RFV(t)V v(t)时变偏置：v(t)V v(t)v(t)时变跨导：g m(t)--- ωLO的周期函数---傅氏展开：m0+ω+ω+=g g t g tm m1LO m2LOg(t)cos cos2......ππ110∫mgmi()cos=∫g tgm()=ωi td t ωωLO LOg t d tmπ2πLO−π−π②线性----漏极电流与小信号成线性iD射频小信号输入时，漏极输出电流：ωIF i I()()()D=+⋅0t g t v t Dm RF混频的实现：滤波ωRF±ω() g t⋅v t()1()()IFωωω=−中频LOm RFRF LO 11i t=g⋅Vω−ωt=g⋅Vωt()cos()cosIF m1RF RF LO m1RF IF221v t=g R⋅Vωt()cos输出中频电压：1IF m L RF IF2输出回路谐振阻抗V1A=IF=/=v g R V V g R1变频增益：m L RF RF fc LV2RFI1g==fc gIFm定义：1---变频跨导---射频电压变中频电流能力V2RF---时变跨导基频分量的一半‰变频跨导的求法①由器件的伏安特性曲线iD~v GS---平方律特征及跨导的定义di g=D m dvGS求出器件的g m~v GS关系曲线---线性特性g(t)m当v GS增大，受限为最大gm gm max②代入混频器的时变偏置GS=−+GG LOv(t)V v(t)直流偏置和本振幅度不同---变频跨导不同③通过曲线g m~v GS画出时变跨导的波形g(t)④由傅氏级数m gm(t)g(t)m求出基频分量幅度得到变频跨导：1g=gfc m12g m1变频跨导最大值：当V=GG VGG(off)LOm g m max Vg(t)且使达到最大值时m g m(t)=g m max⋅S1(ωLO t) g(t)变为方波，g=πm12g mmaxg(t)的基频分量最大mg=πfc gm max 最大变频跨导：3. 设计考虑（1）RF口和LO口的设计考虑问题----匹配RF和LO信号均由栅极输入，二者同时匹配很难----主要考虑RF口的匹配即混频器RF口与前级低噪放的匹配---保证小信号最佳传输匹配措施：①保证LO口耦合电容C很小，以使本振源不影响RF口参数G1②栅极输入电容并入低噪声放大器输出谐振回路FET混频器、放大器等效电路的差异？①输入阻抗1≈1 R+iωCωCRF GS RF GS r ds呈容性---相同输出阻抗输出阻抗②输出阻抗相同③等效电流源不同放大器----g vm gsg---跨导m混频器----g vfc gsg---变频跨导fc（2）偏置=−+ 时变偏置v GS(t)V GG v LO(t)v(t) 随本振电压变化时，LO应使管子工作在饱和区，i~D V维持平方率特性不变GS本振变化不能影响漏极电压保障措施---漏极对本振短路，即加LC串连回路漏极对本振的交流阻抗为0本振变化不影响漏极电压（3）输出回路中频输出回路功能：①选频滤波从含众多频率分量的漏极电流中选出中频信号同时对RF/LO信号短路②阻抗变换将后级中频电路的输入阻抗变换为漏级所须阻抗，获得适当增益（4）中频陷波若RF信号含中频干扰和噪声---直通---混频器相当中频放大器防止中频干扰和噪声直通的方法：FET的栅极应对中频短路---加中频串联回路---中频陷波器（5）本振注入方式①从栅极注入优点---需要的本振功率小缺点---LO 口与RF口的隔离差②从源极注入栅极直流偏压VGG = 0时变偏置=−=−v(t)V v(t)v(t)GS GG LO LOLO负半周，FET导通，正半周仍截止，跨导随本振时变，实现混频优点---LO 口与RF口的隔离加大缺点--- 对射频负反馈，使混频增益下降，RS本振源提供的功率比从栅极注入要大4. 双栅FET混频器‰电路特点①场效应管有两个栅极②本振信号接在靠近漏极的栅极G上2③射频信号接在靠近源极的栅极G上1④本振口和射频口分别与自己的源阻抗匹配⑤本振信号的栅极G2对中频短路⑥双栅管的漏极对本振和射频短路‰双栅FET混频器工作原理将双栅分解成两个场效应管9FET2工作特征①输入为本振信号v(t)LO②作为跟随器---源极输出跟随输入，即v DS1≈v LO(t) 9FET1工作特征①输入为射频信号v(t)RF1管工作在可变电阻区（条件vDS1足够小）②FETi≈β−D1n(v GS V GS th)v DS i v=v t1()1D1GS RF1()与成线性∂igβn v DS1v(t)===βD1FET1跨导：1∂n LOvGS1g=---时变跨导---重复频率ωLO1g(t)11g(t)9混频的实现i g(t)v g(t)v==D11GS11RF=β=βv v v vn DS1RF n LO RF包含有频率ω−RFωLO---实现了混频功能9中频输出混频电流经FET2到达中频输出端i(t)DFET2相当共栅中频放大器为获得足够增益要求G2对中频短路双栅FET混频器优点：---口间隔离好、易匹配、变频增益大。
混频器原理及电路PPT课件
当接收该电台广播时，接收机的本振频率 fL fI fc 1396Kz
由于变频比
fc
fI
931 465
2
可推算出：当 p 1 ，q 2
可gc 构 利U成ICCI用晶第体输 输4管入 出章混高 中所频频 频述器电 电的。压 流时振 振变幅 幅跨导12电g1 路， 由中u如I于频果时输12Ug变出L1R偏电LU置U压cc(电u则t)I为压c集os电：UB极I(tt)电UE流IB(为t )ucLo(ts)It
+ u-c + uL -
VT
fI+F fI fI+F
f
高频调制波 uc ( fc ) 本地振荡信号 uL( fL )
fc
fL f
一个中频输出信号：uI ( fI )
两个输入信号与输出信号之间的关系：输入信号us 与输出信号uI
的包络形状相同，频谱结构相同，只是填充频谱不同，即，其中心
频率：其中 fI fL fc
fI
f
L
fL
cos
t
cos I t
ICI cos t cos I t
第6页/共18页
双极型晶体三极管混频器基本电路的交流通道 : 共射极混频电路 ：本振信号由基极串联方式注入 本振信号由射极注入
共基极混频电路：
VT +-uc +-uL
(a) VT
+-uc +-uL
(c)
CL C
L
VT
+-uc u+-L (b) VT
高频电路基础第6章混频器
2021/2/18
高频电路基础第6章混频器
16
当静态工作点选择在放大区，且vL的
ID
幅度恰恰使得场效应管工作到截止与
饱和的边缘（即VL ＝VGS(off) / 2）时， 混频器具有最大的混频跨导。
13
由于 vgs VGSQ VL coswLt VS coswSt
所以
iD
I DSS
(1 vgs VGS (off
)
)2
I DSS
(1
VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
)2
I DSS
1
2 VGSQ
VL
cos wLt
VGS (off
VS
)
cos wS t
输出电压为
iC(out )
gm
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
vC (out )
gm RL
1 2VT
VSVL
cos(wS
wL )t
可见这是一个上变频电路。如果其中vs是输入信号，vC是输出 的中频信号，则其变频跨导和变频电压增益分别为
gC
IC VS
gm
VL 2VT
,
GVC
VC VS
高频电路基础第6章混频器
17
场效应管混频器的特点
由于场效应管具有平方律电流特性，不会产生高于二阶 的谐波，所以它的非线性失真一般比晶体管混频器小
由于场效应管的跨导比较小，所以混频增益一般小于双 极型晶体管单管混频器
第六章混频器2
32 − j 94
1.5 PF 270 PF 1.8 nH
33 − j 73
short 270 PF 1.8 nH
Z1 Z2
Z3
86 nH 270 PF open
IF Output Impedance-Matching Component
MATCHING COMPONANT OUTPUT IMPEDANCE
MAX2680 低噪声硅锗下变频器
RF Input Impedance-Matching Component Values
MATCHING COMPONENT INPUT IMPEDANCE
400MHz
179 − j 356
900MHz
1950MHz
2450MHz
54 − j179
270 PF 22 nH open
由 x = 2ie / I 0 < 1 / 2 得 v1 的最大范围： v 1 1 I 0 ≥ 1 ≥ − I 0 （保证 i5、i6 必须为正直） 2 2 RE1
扩大射频输入线性范围的典型实例： 吉尔伯特模拟乘法器产品 MC1596
反馈电阻
两镜像恒流源
双平衡混频器端口输入/输出形式：
①单端（非平衡）输入/输出
vo = iI − iII = iRL
差值电流 i = iI − iII = (i1 + i3 ) − (i2 + i4 ) = (i1 − i2 ) − (i4 − i3 )
qv 2 i1 − i2 = i5th ( ) 2 KT qv 2 ) i4 − i3 = i6 th( 2 KT qv2 i = (i5 − i6 )th( ) 2 KT gv 而 i5 − i6 = I 0 th ( 1 ) 2 KT qv1 qv 2 i = I 0 th( ) ⋅ th( ) 2 KT 2 KT
第7章--混频器
有源混频器
三极管单平衡混频电路（SBM , Single Balanced Mixer）
有源混频器
吉尔伯特单元(Gilbert Cell)混频电路
有源混频器
吉尔伯特单元(Gilbert Cell)混频电路 输出电流为
iout (iC3 iC5) (iC4 iC6) (iC3 iC4) (iC6 iC5)
混频器的主要指标——端口隔离度
表3.4.1 典型的混频器主要参数
指标名称 增益 NF IIP3
输入阻抗
数值 10dB 12dB +5dBm
50
端口间隔离
30-40dB
引言 混频器的主要指标 混频器电路结构 混频器的级联 本章要点
混频器电路结构
下混频器都设计成为线性时变工作状态。 混频电路类型
单二极管混频器
RF直通 |± pfL±fR |
流经二极管的电流iD为
iD
URm cos(Rt)
RD RL
K1(Lt)
U Rm RD RL
cos(Rt)
[
1 2
2
cosLt
2
3
cos3Lt
]
iIF
(t)
RD
1
RL
1
U Rm
cos(RF
LO )t
|fR ± fL|
无源混频器
• 优点： 电路简单 • 缺点： 1) 如果在射频输入信号含有直流分量 ，本振
三极管混频电路 单管混频器 电路结构 单开关采样 电路实现 混频功能
有源混频器
三极管混频电路
即由于该混频管和转移特性曲线具有良好的平方律 特化点为，ic≈因a0+此aa2u1<2b<e。a2，a3<<a2，上述关系式可近似简
(最新整理)混频器
若组合频率接近接收中频附近，就会对接收机产生 干扰。 •这类干扰是指在本振或是在射频信号频率上下对称 分布。影响最大的是三阶组合干扰频率，即fL 2fR 或2fL fR。 •产生这种干扰的原因是混频器的非线性或由于本振 信号的频谱不纯，含有丰富的谐波成份，产生了这 种组合频率的干扰。
2021/7/26
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3.3 混频失真与干扰
——镜像频率的产生
H ()
I I
0
R
L I
输入到混频器的射频信号
与镜频干扰信号频谱
H ()
本振信号频谱
0
L
H ()
混频结果
0 202L1/7/26R
L
2L I
13
3.3 混频失真与干扰 ——互相调制（Inter Modulation）
当射频输入端口有多个干扰信号fm1、fm2同时进入时， 每个干扰信号与本振作用的组合频率并不等于中频， 但可能会产生如下式的组合频率分量：
• r和s的值越小，相应产生的寄生中频分量的
幅度越大，互调失真就越严重
• 其中以r+s＝3最为严重，它由混频器非线
性器件的4次方项产生
• 三阶互调干扰的信号频率与射频信号频率
之间满足2fm1-fm2≈fRF或2fm2-fm1≈fRF
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3.3 混频失真与干扰 ——本振和射频的组合频率干扰
•代入电流表达式 i = i0(u1) +g(u1)u2，得
i(I0I1mco1tsI2mco2s1t ) (g0g1co1tsg2co2s1t )U2mco2st I0I1mco1tsI2mco2s1t g0U2mco2stg1U2mco1tsco2stg2U2mco2s1tco2st
混频器-混频器
混频器-混频器混频器-正文输出信号频率等于两输入信号频率之和、差或为两者其他组合的电路。
混频器通常由非线性元件和选频回路构成（图1）。
输入频率f和来自本地振荡器的本振频率f1经混频器作用后，输出频率变为f i（见超外差）。
它们的关系可用f i=│±pf1±qf│表示，其中p和q是任意正整数。
若混频和本地振荡由同一装置完成，则称为变频器。
混频器混频器的输出信号除中心频率有所改变外，其余参数，如包络波形和所含频谱成分的相对关系均不改变。
输出信号频率高于输入信号频率的称为上混(变)频，反之,则称为下混（变）频。
图2表示某调幅信号下混（变）频前后的波形和频谱。
混频器混频器最早用于等幅电报信号的接收，称为差拍检波器，后来已是超外差接收机、载波电话（见有线载波通信）和许多电子设备的基本组成单元。
非线性变换若非线性元件的特性用下式描述：i(t)＝ɑ0+ɑ1u(t)+ɑ2u2(t)+ɑ3u3(t)+ (1)当两不同频率的信号电压u1(t)=U1cos2πf1t和u2(t)＝U2cos2πf i t同时作用于非线性元件时，则元件中的电流i(t)将含有丰富的谐波和组合频率成分，它们与f1及f i的关系为(2)式中p＝0，1，2，…，n，q=1，2…,m。
要使输出信号频率变为f i＝f1-f,只须使i(t)通过一调谐于f i的选择性回路便可取出f i而滤掉其他频率成分。
混频器二极管混频器典型电路如图3。
调整偏置电压E0，使二极管工作特性呈非线性，而输出回路则调谐在f i即可实现两输入信号的混频。
这种混频器结构简单，可以工作在较高频段，但变频增益较低,各回路之间相互影响较严重,组合频率干扰也较大。
平衡混频器典型电路如图4。
由于采用平衡电路结构，输出的谐波及其组合干扰成分较少，本振电路产生的噪声也不会出现在它的输出端。
混频器晶体管变频器兼具振荡和混频两种功能的电路(图5）。
图中晶体管T、电感线圈L4、L3和电容器C3、构成一互感耦合振荡器。
混频器
中频滤波器后输出中频电压为
vI t 2
Vsm cos o s t
2
Vsm cos I t
G
现代电子线路 下册
第六章 通信电路
主要优点： ► 电路对称，抵消了杂波分量,组合频率分 量少； ► 结构简单，噪声小，频带宽； 缺点： 混频增益小于1；
G
现代电子线路 下册
BE
V BB v O(t ) v S(t ) v S(t ) E(t )
G
现代电子线路 下册
第六章 通信电路
V om V sm
时变偏置电压： v (t ) E(t) ＝VBB+vO(t) s
+ 1:1 C1 L1 +
+ VBB
vo (t )
VT C2 L2 +
-
-
VCC
可将E(t)=VBB+vo(t)视为是晶体管的时变 偏置电压，在该电压作用下，晶体管的跨导 将随时间作变化 。
0.1 F
R8 1k R2 51 7 8 1
C3 C1
R6 75Ω C4
.022F
56pF
本振
R4
.047F
R7 200Ω
-24V
10 F
.047F
本振电压加入混频器有射极注入和基极注入。需 要注意的是：1、尽量避免vs和vo的相互影响和两 个回路的影响；2、不要妨碍中频电流通路。
G
现代电子线路 下册
第六章 通信电路
2、晶体管混频器---场效应管 CG ◆ 基本原理 + vs(t)＝Vsmcosωst vs (t ) vo(t) ＝Vomcosωot ， 且Vom>>Vsm
第6章 混频
f ( E B u 1 ) u s g 0 u s g 1 u s c o s 1 t g 2 u s c o s 2 1 t
第4页，本讲稿共72页
us
混频 器
uo
f
(a )
t
fi t
(b )
f
f
fs
fi
图6.1 混频器功能图
第5页，本讲稿共72页
混频器电路是由信号相乘电路，本地振荡器和带 通滤波器组成，如图6.2所示。信号相乘电路的输入一 个是外来的已调波us，另一个是由本地振荡器产生的等 幅正弦波u1。us与u1相乘产生和、差频信号，再经过带 通滤波器取出差频(或和频)信号ui。
时仅考虑基极电流iB中的信号频率电流
is gi0us gi0Usmcosst
Ism gi0Usm
(6.2―11) (6.2―12)
第21页，本讲稿共72页
根据图6.6可导出三极管混频器的电压增益为
K Vc
功率增益
gc g oc g L
gc gL
K Pc
g
2 c
g L gi0
(6.2―13) (6.2―14)
第12页，本讲稿共72页
6.2 混频电路
6.2.1 三极管混频器 三极管混频器电路如图6.3所示。设外加的信号
us=Usmcosωst，本振电压u1=U1mcosω1t，基极直流偏置 电压为EB，集电极负载为谐振频率等于中频fi=f1-fs的 带通滤波器。忽略基调效应时，集电极电流iC可近似 表示为uBE的函数，iC=f(uBE),uBE=EB+u1+us。
第六章混频器3
−vLO +vD1 −vRF +vIF = 0
二极管 D1 两端电压：
1:1
vD1 = vLO −vIF +vRF
同理可得：
vD2 = vLO + vIF − vRF
vD1 = vLO −vIF +vRF
vD3 = −vLO − vIF − vRF vD4 = −vLO + vIF + vRF
v LO (t ) 正半周：
= g D S1 (ω LO t ) ⋅ vLO (t ) + g D S1 (ω LO t ) ⋅ vRF (t )
线性时变状态：①大信号---静态工作点时变---跨导时变 ②小信号---线性特性
i D = I 0 (t ) + g (t ) ⋅ v RF (t )
时变静态电流：
I 0 (t ) = g D S1 (ω LO t )v LO (t )
6.57 6.89 6.62 6.57
40 40 40 40
40 35 40 40
10-1000 DC-1000 5-500 5-500 DC-500 DC-500
本振功率：+23dBm
射频最大：+15dBm
Mini-Circuits
6.3.2 无源场效应管混频器（或场效应管电组混频器） 优点：线性好、噪声小 电路特点 ① 栅极直流偏置 VGG ≈ vGS (th ) 本振信号加载栅极，即 vGS = vLO (t ) ② 漏极无直流偏置电压， 由电感提供直流通路， 静态时 vDS = 0 ---无源混频器 射频信号加在漏极，即 vDS = vRF (t ) ③ 中频由源极输出，源极回路谐振于 ω IF 漏极回路谐振于 ω RF
混频器
（3）1dB压缩点：在正常工作情况下，射频输入电平远低于本振电平，此时中频输出将随射频输入线性变化， 当射频电平增加到一定程度时，中频输出随射频输入增加的速度减慢，混频器出现饱和。当中频输出偏离线性 1dB时的射频输入功率为混频器的1dB压缩点。对于结构相同的混频器，1dB压缩点取决于本振功率大小和二极管 特性，一般比本振功率低6dB。
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混频器原理（4）动态范围：动态范围是指混频器正常工作时的微波输入功率范围。其下限因混频器的应用环 境不同而异，其上限受射频输入功率饱和所限，通常对应混频器的1dB压缩点。
（5）双音三阶交调：如果有两个频率相近的微波信号fs1和fs2和本振fLO一起输入到混频器，由于混频器的 非线性作用，将产生交调，其中三阶交调可能出现在输出中频附近的地方，落入中频通带以内，造成干扰，通常 用三阶交调抑制比来描述，即有用信号功率与三阶交调信号功率比值，常表示为dBc。
简介
变频，是将信号频率由一个量值变换为另一个量值的过程。具有这种功能的电路称为变频器（或混频器）。
一般用混频器产生中频信号：
混频器将天线上接收到的射频信号与本振产生的信号相乘，cosαcosβ=[cos(α+β)+cos(α-β)]/2
可以这样理解，α为射频信号频率量，β为本振频率量，产生和差频。当混频的频率等于中频时，这个信号 可以通过中频放大器，被放大后，进行峰值检波。检波后的信号被视频放大器进行放大，然后显示出来。由于本 振电路的振荡频率随着时间变化，因此频谱分析仪在不同的时间接收的频率是不同的。
混频器
混频器一.混频器的工作原理混频器在发射机和接收机系统中主要负责频率的搬移功能，在频域上起加法器或减法器的作用，频域上的加减法通过时域上的乘积获得。
混频器通常可以表示为如图１所示的三端口系统，应至少包含三个信号：两个输入信号和一个输出信号。
根据图1可以表示混频器最常见的数学模型：(A1cosω1t)(A2cosω2t)=A1A22[cos(ω1−ω2)t+cos(ω1+ω2)t]式中A1表征输入信号的振幅，A2表征本振信号的振幅。
图1.混频器原理框图对于混频器而言，混频器的输入信号分别定义为射频信号RF(Radio Frequency)，频率记为ωRF，和本振信号LO(Local Oscillator)，频率记为ωLO。
混频器的输出信号定义为中频信号IF(Intermediate Frequency)，频率记为ωIF。
根据混频器的应用领域不同，中频输出选择的频率分量也不同。
当ωIF<ωRF时，混频器称为下变频器，输出低中频信号，多用于接收机系统；当ωIF>ωRF时，混频器称为上变频器，输出高中频信号，多用于发射机系统。
常用的混频器实现方法主要有三种：第一种是用现有的非线性器件或电路，比如利用二极管电压电流的指数关系实现的二极管微波混频器；第二种是采用开关调制技术实现信号在频域上的加减运算，进而实现频率变换的功能，比如基于吉尔伯特单元的混频器；第三种是利用已有的电子元件实现混频电路的乘法模块。
二.混频器性能指标（一）转换增益转换增益(或者转换损耗)，其定义是需要的IF输出与RF输入的比值。
混频器的电压转换增益可表示为:G V=20log V IF V RF混频器的功率转换增益可表示为：G P=10log P IFP RF=10log[(V IFV RF)2R SR L]其中V IF和V RF分别为中频输出电压和射频输入电压的有效值．R L是负载电阻，R S是源电阻。
当输入电阻和负载电阻相等时，两种增益的dB形式相等。
第六章混频器
3. 噪声 讨论混频器噪声的意义
接收机前端，对系统噪声影响大 对射频而言是线性，可用线性网络 噪声计算公式 混频器 F3、G3
低噪放 F1、G1
带通滤波器 F2、G2
F F 1
F2 1 F3 1 G1 G1G2
混频器的噪声来源
电路器件噪声
两个输入噪声
射频输入 本振输入
频谱搬移
混频器的输出噪声——位于中频段
2. 变频增益/损耗 输出中频 变频增益 = 输入射频
电压增益
VIF AV Vin
功率增益
PIF GP Pin
射频口阻抗 中频口阻抗
2 PIF VIF / RL 2 RS 两者关系？ G 2 AV P Pin VRF / RS RL
有源混频器——增益大于1
按增益划分混频器
无源混频器——增益小于1
3. 二极管平衡混频器
K 2 2 VRF cos 2RF t 2VRFVLO sin IF t VLO cos 2LOt i1 (t ) i2 (t ) 2
二极管电流的直流分量已经在合成时消去，可得到所需的IF输出
iIF (t ) KVRFVLO sin IF t
(rfm1 sf m1 ) f RF
互调干扰 次方项 产生
f IF
(rf m1 sf m1 ) f LO f IF
由非线性器件的 称
n r s 1
三阶互调 —— 或
rs3
n4
2 f m2 f m1 f RF
满足
2 f m1 f m2 f RF
5. 线性范围
3. 二极管平衡混频器
在RF频率每个端口的电压反射系数为 二极管处反射的RF电压向量为
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②乘积系数 (
q 2 ) I 0 与温度T有关 2 KT
2．一个为大信号，一个为小信号
qv1 qv2 输出电流： i I 0 th( ) th( ) 2 KT 2 KT
设
v2 大信号（V2m >100mv
）
v1 为小信号
Q1、Q2、Q3、Q4 q th( v2 ) S 2 ( 2 t ) 工作于开关状态 2 KT Q5、Q6 线性化 输出电流
吉尔伯特模拟乘法器典型产品 MC 1596内部电路 接负载 接偏置和输入信号
接反馈电阻
镜像电流源
本振输入
射频信号输入
混频器三个口的不平衡
平衡的变换
6.2.3 吉尔伯特双平衡混频器 ——模拟乘法器 应用目的： 改善混频器口间隔离不好的缺点
电路特点：
射频级为差分输入输出线性放大器 本振级为双差分对开关 中频输出口为平衡输出
差分放大级 Q2 Q3 输出电压
vIF iRL (i2 i3 ) RL
每只管子电流
ic q i2 (1 th v LO (t )) 2 2kT ic q i3 (1 th v LO (t )) 2 2kT
v1 vRF v2 vLO
双平衡混频器优点： ① 输出不含有射频
RF
和本振 LO 分量——口间隔离好
（1）RF 输入级是差分放大器， 线性范围比单管大 （2）输出采用双平衡， 抵消了RF级的偶次失真项
原因？ ② 线性范围较大，
问题：如何扩大
v1 的动态范围？
扩大
v1 动态范围的方法 ——射极加负反馈电阻
输出电流频谱： p2 1
1 2 ）的电流幅度为： v1与v2 理想相乘项（
II 2
I0
q 2 V1m g mV1m 2kT
小信号幅度 输出正比于 小信号放大级跨导 与大信号幅度无关
Gilbert 乘法器构成双平衡混频器 工作模式 射频小信号
本振大信号 q vRF S 2 (LO t ) g m vRF S 2 (LOt ) 输出电流 i I 0 2 KT 输出电流频谱： pLO RF （p =1，3，5…）
输出电流与输入电压 v1 成线性
VEE
3. v1、v2 均为大信号
上、下两对差分对管均工作于开关状态
qv1 qv2 i I 0 th( ) th( ) 2 KT 2 KT
i I 0 S 2 (1t ) S 2 ( 2t )
输出电流频谱:
(2n 1)1 (2m 1)2
输出电流
q i i2 i3 ic th v LO (t ) 2kT
两只管子输出电流之差——可以抵消一些组合频率分量， 减小失真
差分对输出电流 i i2 i3 ic
的近似
② 信号大时
分段线性
① 信号小时——线性 q q thx x th vLO (t ) vLO (t ) 2kT 2kT 双向开关
1. v1、v2均为小信号 （ V1m 、 V2 m 均小于26mV ） 近似
th qv q v 2 KT 2 KT
，输出电流简化为：
qv1 qv2 q 2 i I 0th( ) th( ) I0 ( ) v1v2 2 KT 2 KT 2 KT 输出频率 (1 2 ) 结论：实现了输入电压v1、v2 理想相乘 幅度成正比
4VT RE1 I0
只要满足
vRE1 v1
(i5 i6 ) 2ie 2 vRE1 RE1 2v1 RE1
差分输出电流与输入信号成正比
乘法器的输出电流 q i (i5 i6 )th( v2 ) 2 KT 2v1 q th( v2 ) RE1 2 KT
结论：
RE1
i I0 q v1 S 2 ( 2 t ) g m v1 S 2 ( 2 t ) 2 KT
qv1 qv1 th( ) 2 KT 2 KT
输出电流
i I0 q v1 S 2 ( 2 t ) g m v1 S 2 ( 2 t ) 2 KT
（p =1，3，5…）
i1 i2 i5th( qv 2 ) 2 KT
i4 i3 i6 th(
i5 i6 I 0 th(
qv 2 ) 2 KT
gv1 ) 2 KT
qv1 qv2 i I 0 th( ) th( ) 2 KT 2 KT
结论： 1 、 2 非理想相乘
v
v
按v1、v2的大小分三种情况来讨论该模拟乘法器输出。
i ic S 2 ( LO t )
两段折线
双向开关 S 2 ( LO t ) 展开式：
S2 (LO t ) 4
cos LOt
4 cos 3LOt 3
输出电压 vo iRL
i iI iII (i1 i3 ) (i2 i4 ) (i1 i2 ) (i4 i3 )