基于simulink的数字基带传输系统仿真报告

通信系统建模与仿真课程设计2009 级通信工程专业71 班级题目基于SIMULINK的基带传输系统的仿真姓名张建涛学号*********指导教师闫利超胡娟小组成员李迎亚黄乔飞2012年5月21日1任务书试建立一个基带传输模型，采用曼彻斯特码作为基带信号，发送滤波器为平方根升余弦滤波器，滚降系数为0.5，信道为加性高斯信道，接收滤波器与发送滤波器相匹配。

发送数据率为1000bps，要求观察接收信号眼图，并设计接收机采样判决部分，对比发送数据与恢复数据波形，并统计误码率。

另外，对发送信号和接收信号的功率谱进行估计。

假设接收定时恢复是理想的。

2基带系统的理论分析（参照通信原理教材146页，分两方面说明：1.基带系统传输模型和工作原理；2.基带系统设计中的码间干扰和噪声干扰以及解决方案）1.基带系统传输模型和工作原理数字基带传输系统的基本组成框图如图 1 所示，它通常由脉冲形成器、发送滤波器、信道、接收滤波器、抽样判决器与码元再生器组成。

系统工作过程及各部分作用如下。

g T(t)n定时信号图 1 ：数字基带传输系统方框图发送滤波器进一步将输入的矩形脉冲序列变换成适合信道传输的波形g T(t)。

这是因为矩形波含有丰富的高频成分，若直接送入信道传输，容易产生失真。

基带传输系统的信道通常采用电缆、架空明线等。

信道既传送信号，同时又因存在噪声n(t)和频率特性不理想而对数字信号造成损害，使得接收端得到的波形g R(t)与发送的波形g T(t)具有较大差异。

接收滤波器是收端为了减小信道特性不理想和噪声对信号传输的影响而设置的。

其主要作用是滤除带外噪声并对已接收的波形均衡，以便抽样判决器正确判决。

抽样判决器首先对接收滤波器输出的信号y(t)在规定的时刻（由定时脉冲cp控制）进行抽样，获得抽样信号{r n}，然后对抽样值进行判决，以确定各码元是“1”码还是“0”码。

2.基带系统设计中的码间干扰和噪声干扰以及解决方案由图 1所示，其中发送滤波器的传递函数为G T (f )，冲击响应为g T (t )；接收滤波器的传递函数为G R (f )，冲击响应为g R (t )。

从{a n }到{a ̂n }的传输过程中，各个脉冲信号经过信道与接收滤波器 后可能发生不期望的变形，从而影响接收，这中间既有码间串扰又有噪声的影响。

经过接收滤波器后的输出信号为y (t )={[∑a k ∞k=−∞δ(t −kT s )]∗g T (t )∗c (t )+n (t )}∗g R (t )令y n (t )=n (t )∗g R (t ),并令数字基带传输系统总的冲击响应为 h (t )=g T (t )∗c (t )∗g R (t ) 总的频响函数为 H (f )=G T (f )C (f )G R (f ) 于是y (t )=∑a k ∞k=−∞δ(t −kT s )∗h (t )+y n (t )=∑a k h (t −kT s )+y n ∞k=−∞(t )记抽样定时为t =nT s +t 0,得到抽样值，r n =y (nT s +t 0)。

t 0是相对固定的时延，不妨将其忽略。

于是r n =y (nT s )=∑a k h (nT s −kT s )+y n ∞k=−∞(nT s )=a n h (0)+∑a n−m h (mT S )∞m=−∞m≠0+y n (nT s )式中，令m =n −k 。

式中的第一项对应所期望接收的a n 符号，；第二项是其他符号对当前符号a n 的干扰，称为码间串扰或码间干扰（ISI ）；第三项为噪声影响。

由于随机性的码间串扰和噪声的存在，使抽样判决电路在判决时可能判对，也可能判错。

显然，只有当码间干扰和随机干扰很小时，才能保证上述判决的正确；当干扰及噪声严重时，则判错的可能性就很大。

1）码间干扰及解决方案码间干扰：由于基带信号受信道传输时延的影响，信号波形将被延迟从而扩展到下一码元，形成码间干扰，造成系统误码。

解决方案：① 要求基带系统的传输函数H(f)满足奈奎斯特第一准则：∑H(f−k T s )−∞k=−∞=常数若不能满足奈奎斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。

②基带系统的系统函数H(ω)应具有升余弦滚降特性。

如图2所示。

这样对应的h(t)拖尾收敛速度快，能够减小抽样时刻对其他信号的影响即减小码间干扰。

2)噪声干扰及解决方案噪声干扰：基带信号没有经过调制就直接在含有加性噪声的信道中传输，加性噪声会叠加在信号上导致信号波形发生畸变。

解决方案：①在接收端进行抽样判决；②匹配滤波，使得系统输出性噪比最大。

3基带系统设计方案（分别对信源、发送滤波器和接收滤波器、信道、抽样判决器的选择说明原因）○1信源的选择：常见的基带信号波形有：单极性波形、双极性波形、单极性归零波形和双极性归零波形。

双极性波形可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“1”和“0”，故当“1”和“O”等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零，抗干扰能力较强。

本次课程设计所采用的曼彻斯特码就是一种典型的双极性不归零码。

在simulink的环境下产生该信号需将“Bernoulli Binary Generator”模块和“Pulse Generator”模块各自产生的信号经过一个“Relay”模块判决后再经过一个相乘器“Product”模块。

○2发送滤波器和接收滤波器的选择：基带系统设计的核心问题是滤波器的选取，根据对信源的分析，为了使系统冲激响应h(t)拖尾收敛速度加快，减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题，要求发送滤波器应具有升余弦滚降特性，同时为了得到最大输出信噪比，在此选择平方根升余弦滤波器作为发送（接收）滤波器，滚降系数为0.5，接收滤波器与发送滤波器相匹配。

以得到最佳的通信性能（即误码率最小）○3信道的选择：信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，且含有加性噪声。

因此本次系统仿真采用高斯白噪声信道。

○4抽样判决器的选择：抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻(由位定时脉冲控制)对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。

根据曼彻斯特码的码性特点，故在接收中的判决门限为0。

即采用由“Pulse Generator”脉冲模块“Relay”判决模块“Product”相乘器模块“Triggered Subsystem”保持模块构成的抽样判决器。

4SIMULINK下基带系统的设计（分别说明信源、发送滤波器和接收滤波器、信道、抽样判决器的建模方法，及选用的simulink模块及相应的参数设置情况，最后给出总的模型图）1信源的建模及相关参数设置曼彻斯特码基带信号源需用到的simulink模块有“Bernoulli Binary Generator”、“Pulse Generator”、“Relay”、“Product”。

考虑到设计要求，“Bernoulli Binary Generator”参数设置为“Sample time”为“1/1000”，其余参数为默认值；“Pulse Generator”参数设置为“Sample time”为“1e-4”，“Period”为“10”“Pulse Width”为“5”，其余参数为默认值。

“Relay”判决门限为0.5，大于0.5输出1，小于0.5则输出-1，其余参数为默认。

“Product”所有参数均为为默认值。

其模型搭建方式如下图所示伯努利二进制信源模块及参数的设置：Bernoulli模块参数图 2由伯努利信源产生曼彻斯特码建模及参数设置：Pulse模块参数 Relay模块参数图 3发送滤波器、信道、接收匹配滤波器的建模及参数设置：发送滤波器参数 AWGN参数匹配接收滤波器参数图4抽样与判决器的建模及参数设置：Pulse恢复定时模块参数 Relay判决模块参数图 5基带传输系统的总模型：图6 基带传输系统的总模型5仿真结果分析（给出模型图中各点输出时域波形，对结果进行分析；给出接收信号眼图并分析；分别对发送信号和接收信号的功率谱进行估计，对比其结果；统计传输过程的误码率并分析造成误码的原因）1、曼彻斯特编码前与编码后波形图72、发送数据波形与接收数据波形图8从以上两图可以看出，曼彻斯特的编码完全正确，发送数据波形与接收数据波形完全吻合，由于误码率很低且示波器的显示范围有限，在图8中看不到传输错误的码元。

通过接收端与发送端时域波形对比，可以看出设计的抽样判决器的抽样判决门限比较合理，可以顺利的完成对基带信号的抽样判决，与理论分析相一致。

3、经过滤波器、信道的各点时域波形图9上图第一个波形为发送滤波器输出端时域波形，产生了规律的比较适合信道传输的波形，比较光滑。

中间的波形为信道输出端的时域波形，由于信噪比不是太高，对发送滤波器输出的信号影响不明显。

最下端的波形为接收滤波器输出时域波形。

可以见的，噪声被基本滤除，接收滤波器输出波形比较平滑。

4、曼彻斯特码元与解码后的波形比较图10通过这两个波形比较，可以看出数据经过发送滤波器、AWGN信道、接收滤波器、采样、判决恢复后，基本完全与原波形一致。

5、接收眼图波形与分析图11（1）从上图中可以看出，眼图的线迹比较细，比较清晰，并且“眼睛”很大，说明误码率比较低，码间串扰与噪声对系统传输可靠性影响不大。

（2）从上图中可以看出最佳时刻是0.2,0.7,1.2,1.7左右等时刻“眼睛”最大即抽样最佳时刻。

（3）因为眼图眼边的斜率比较大，所以看出定时误差灵敏度比较敏感。

（4）“眼睛”张开的宽度为可抽样的时间范围。

（5）抽样时刻，上下两个阴影区的间隔距离之半为噪声容限，若噪声瞬时值超过它就可能发生错判。

6、发送信号与接收信号功率谱估计与分析发送信号功率谱接收信号功率谱图12从两图比较中可以看出，接收信号的功率谱与发送信号的功率谱基本完全一样，说明整个基带传输系统模型的设计是合理的，能满足要求，具有较好的抗码间串扰的能力。

7、误码率统计与分析图 13图 14通过误码率统计“Display”模块可知该系统的误码率为0.0095，且误码率会随着仿真时间的增长逐步降低。

由图 14发送数据波形与接收数据波形比较，可以看到中间有一处出现了错误：原码为“0”，接收到的却是“1”。

原因可能有以下几个方面：○1、误码有可能是由于噪声造成的。

由于噪声的存在，可能会使原有基带信号的正负电平出现逆转，由于抽样判决门限为0，造成判决出错出现误码。

○2、有可能是码间干扰的原因。

虽然理论分析可以完全消除码间干扰，但是由于平方根升余弦滤波器等部件不可能是完全理想的，所以在仿真及实际工程中码间干扰是不会完全消除的。

○3、由于采用相乘器等模块构造解码器，其解码过程也有可能会出错。