DCAC逆变器

第三章逆变控制器的组成及工作原理
DC-AC变换结构：
DC-AC全桥变换的基本原理如上图所示，Ud为直流电压,V1,V2,V3,V4为可控开关。

当V1,V4导通V2,V3断开时，负载端电压Us为上正下负。

反之，当V2,V3导通V1,V4断开时，负载端电压Us为下正上负。

Spwm调制介绍
随着逆变器控制技术的发展，电压型逆变器出现了多种变压、变频控制方法。

目前采用较多的是正弦脉宽调制调制技术，即SPWM 控制技术。

SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）技术，是指调制信号正弦化的 PWM技术。

由于其具有开关频率固定、输出电压只含有固定频率的高次谐波分量、滤波器设计简单等一系列优点，SPWM 技术已成为目前应用最为广泛的逆变用 PWM 技术。

SPWM （正弦脉宽调制）应用于正弦波逆变器主要基于采样控制理论中的一个结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，效果基本相同。

图3-1是将正弦波的半个周期分成等宽(π/N)的N个脉冲，(b)是N个宽度不等的矩形脉冲，但矩形中点与正弦等分脉冲中点重合，并且矩形脉冲的面积和相应正弦脉冲面积相等。

图3-1 数字PWM控制基本原理
SPWM 技术按工作原理可以分为单极性调制和双极性调制。

单极性调制的原理如图3-2(a),其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压；另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减少了开关损耗。

但并不是固定其中以个桥臂始终工作在低频，而是每半个周期切换工作，即同一桥臂在前半个周期工作在低频，而后半个周期工作在高频。

这样可以使两个桥臂的工作状态均衡，器件使用寿命更均衡，有利于增加可靠性。

2) 双极性调制
双极性调制的原理如3-2(b)，其特点是四个功率管都工作在较高的频率(载波频率)，虽然能够=得到较好的输出电压波形，但是其代价是产生了较大的开关损耗。

图 3-2(a) 单极性spwm调制 (b)双极性spwm调制
采用了单极性spwm 的调制方式。

Spwm的软件实现：
TMS320F2812的EV单元介绍：
TMS320F2812 dsp 内部集成了两个事件管理器单元（EV A，EVB），所谓事件管理器单元，可以理解成为定时+动作，即在预先设定的时刻完成指定的动作，如在1us时刻将管脚拉高，在2us时刻将其拉低。

TMS320F2812 的EV A和EVB各具有6路PWM信号输出，分别为EV A的PWM1~PWM6，以及EVB的PWM7~和EVB的功能完全一致，下面以EV A为例详细介绍EV单元产生PWM的原理。

EV A的6路PWM信号，对应于芯片的PA0~PA5引脚。

这6路信号可分为3组，分别为第一组PWM1和PWM2，第二组PWM3和PWM4，第三组PWM5和PWM6。

PWM信号的周期决定于EV A的定时器周期，各路信号的占空比决定于相应的比较单元的值。

EV A包括三个比较单元：CMPR1，CMPR2，CMPR3。

同一组的PWM信号，对应于同一个比较单元。

即CMPR1决定PWM1和PWM2的占空比；CMPR2决定PWM3和PWM4的占空比；CMPR3决定PWM5和PWM6的占空比。

同一组的两个PWM信号还能通过其控制寄存器设置其动作为相同或者互补。

如要产生两路互补，死区时间为1us，占空比分别为20%和80%，频率为75KHz的pwm 信号，可对EV A单元配置如下：
1，根据所需信号的频率，设置EVA定时器的计数频率为75Mhz，计数周期T1PR 为75MHz/75KHz=1000；
2，根据占空比，设置CMPR1（使用PWM1和PWM2）的值为 1000*20%=200；
3，根据死区时间长度设置死区定时器的计数频率为75MHz, 死区定时器周期为75;
4，根据要求互补设置PWM1为高有效，PWM2为低有效。

利用EV单元产生spwm：
spwm是周期不变，占空比按正弦规律变化的pwm信号。

通过上面的介绍可以知道，周期不变即保持计数周期T1PR不变；占空比按正弦规律变化，即比较值CMPR1按正弦规律变化。

用SPWM调制的方法将311V直流高压调制成50Hz,220V正弦交流电压的过程中，SPWM被称为载波。

若载波频率为16KHz，则每个周期的载波数为16KHz/50Hz=320，又由于上半周期和下半周期的变化规律相同，均为（sin 0*幅值）~(sin π*幅值）的变化，因此每半周期需要160个载波，且第i个载波周期的占空比应为sin((i/160)*π)。

基于以上思想，利用dsp产生spwm的基本思路如下：先设置好载波频率，计数器采用先向上后向下的计数方式，在每次计数值达到载波周期时，重置CMPR1的值，在半周期结束后切换方向。

DC-AC硬件结构：
上图中Udc 是前级Boost电路产生的直流高压，约350V左右，T1~T4为四个功率开关管IGBT，LC为AC滤波元件。

控制器发出Spwm脉冲经隔离驱动模块放大，驱动T1~T4以控制开关管通断。

在中，控制器采用TMS320F2812 DSP，隔离驱动模块采用IR2110s，T1~T4采用IRF740.有关TMS320F2812 DSP的内容，第一章已做了详细介绍，这里不再赘述。

IGBT驱动模块介绍
IR2110S可以直接驱动高端和低端大功率场效应管，使半桥或全桥电路的驱动电路大大简化。

IR2110 器件的自身保护功能非常完善，对于低压侧通道，当 VCC 低于规定
值（如）时，欠压锁定将会阻断任何一个通道工作；对于高压侧通道，当 VS 和
VB 之间的电压低于限定值（如）时欠压自锁会关断栅极驱动。

由于MOSFET器件的栅极具有容性输入特性，即它们通过提供一些电荷给栅极而导通，而不需要提供电路。

所以可以利用IR2110的VB和VS之间的外接电容C35和VB脚的二极管D22通过自举原理构成隔离电路，从而减少所需的驱动电源数量。

IR2110 用于自举电路的原理如图3-18所示，该电路可以驱动同一桥壁的上下管。

图中C35、D22分别为自举电容和二极管，C37和C39为VCC的滤波电容。

假定在T1关断期间C1已充到足够的电压（VC1≈VCC）。

当HIN为高电平，LIN为低电平时，T2关断，VC35 上的电压加到T1的门极和发射极之间，使T1导通。

当HIN为低电平，LIN为高电平时，T2导通，C35充电，下一个周期时，C35再加到ＶＢ和ＶＳ之间，如此循环。

= IGBT 和PM（POWER MOSFET）具有相似的门极特性。

开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。

假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为）要高；再假定在自举电容充电路径上有的压降（包括VD1 的正向压降）；最后假定有 1/2 的栅电压（栅极门槛电压 VTH 通常 3～5V）因泄漏电流引起电压降。

综合上述条件，工程应用一般取：C1 > 2Qg/
IRF740 充分导通时所需要的栅电荷 Qg=300nC（可由特性曲线查得），
VCC=12V，那么：
C1=2×300/(12-10-1.5)=
实际中可取 C1=μF 或更大一点的，且耐压大于 25V 的钽电容。

IR2110自举电路
IGBT介绍：
采用的IGBT为IRF740.其漏源之间电压可高达500V，源极电流10A以上。

栅源电压10V左右即可导通。

输出滤波器设计
典型的滤波器是一种低通滤波器,它充分抑制高频成分通过,使低频成分畅通。

LC滤波器的性能主要由电抗L1和电容C1之间的
谐振频率决定,LC 谐振频率为f c =2π√L1C1
为了使输出电压更接近正弦波,同时又不会引起谐振,谐振频率必须要远小于电压中所含有的最低次谐波频率,同时又要远大于基波频率"为了达到比较优良的性能,应满足以下关系
10f 1<f c <f s /10
其中,f 为滤波器的谐振频率,f 1为基波频率,f s 为载波频率。

根据上式，如果基波频率为50Hz,则载波频率f s 可达到以上5KHz 以上
输出滤波电感最小值由流过电感的允许电流纹波决定，一般取 10~20%的额定电流。

这里取 15%，在 220V/1kW 的情况下有：
ΔI Max = 20%×
1000220 = 0.91A 电感的状态满足下式：
ΔI L= VDC−U0(T)L ×D
fc
式中， fc ——输出电压载波频率
D ——开关占空比
VDC ——直流母线电压
Uo(t)——输出电压
根据单极性倍频 SPWM 调制的原理，由于开关频率远远大于输出频率，所以有：
进一步可求得：
本设计中，V DC =360V， f c = 16kHZ, ΔI Max =0.91A 有
L≥
根据2π LC =10/f c，可进一步求得C=，本设计中取4uF。