软开关半桥实现

• 当t=t6时，D3、D4同时导通，Lr、C1、C2、Cb发 生谐振，直到C1放电至0V，此时，D1导通，为 S1零电压开通创造条件。
• 状态方程：
可以得到： 当t=t7时刻，VA(t7)=Vin， 可以求得这段时间为：
要实现开关S1的软开关，则VA＞Vin， 即：
等效电路图如下图：
（7）t7-t9 电感放电模式
THE END
• 此等效电路如下：
（5）t5-t6 线性充放电模式
• 当t=t5时，开关管S2关断，变压器漏电流流过C1 和C2，C1放电，C2充电，负载电流I0流经D4，在 t6时刻，V2=V3=DVin，此过程结束。
• 状态方程：
此过程与t0-t1 时间段过程类似。
t5-t6 阶段的等效电路如下：
（6）t6-t7 谐振暂态模式
4、变压器偏磁问题及解决办法
• 对于对称半桥，在稳态工作时，变压器是双向 对称磁化的，励磁电流没有直流分量。
• 对于不对称半桥，励磁电流有直流分量，它与 两个开关占空比的不对称度和输出电流有关。
• 下面采用两种方法解决这个问题。 • （1）采用不对称绕组 • 两个次级绕组相对于初级绕组变比不同，假设
（3）t2-t4 电感放电模式
• 当t=t2时，S2的反并联二极管D2导通，Ip线性下降， 在t3时刻，Ip下降至零并反向增大，D3、D4同时导 通，Vd仍为0。在t=t4时，Ip反向最大。
• 状态方程：
t2-t4 阶段的等效电路如下：
（4）t4-t5 能量传送模式
• 当t=t4时，S2完全导通，D3关断，D4的电流为I0， VA=0。t5时刻，S2关断，Ip为反向最大值 Ip5=I0n2-Im。
• 此阶段的等效电路图如下：
2.软开关实现条件
• 通过对前面工作过程（2）和（6）的分析，要 实现开关S1和S2的零电压开关，需满足：
因为： 所以，增大漏感，减小谐振电容，有利于实 现ZVS。
同时，在稳态条件下，可以得到开关管S1的零电 压开关条件： 开关管S2的零电压开关条件：
可见，降低输入电压，增大负载电流，增加n1 和n2，有利于实现ZVS。
改进电路拓扑图
• 当 时 此 了寄，时谐生原二振电边极的容电管趋C压 势D36等 。上导于 同电通样V压，C，V原b，CD边3并上5电的有升压作增到被用大V钳类C的b制似（趋，。n势1+消，n除2）
6、不对称半桥电路的仿真
• 仿真原理图如下。
各主要电量仿真波形图如下。
10V 0V
V(V3:+) - V(V3:-) V(V2:+) - V(V2:-) 40V 20V 0V
令： 则有：
对电感来说，两者的平均电流是根据其等效 串联电阻RL1和RL2来分配的。
所以有：
满足上式即可消除变压器直流偏磁。
5、拓扑结构的改进
要实现下桥臂二极管导通，必须使时 间t 1时，漏感能量大于能实现下桥臂二极 管开通所需要的能量
I P1
Vin • D Zn
（式中, Zn Lk / 2C ，C 代表两开关管寄 生电容以及附加谐振电容的数值）
• 当t=t0时，开关管S1关断，变压器漏电流流过 C1和C2，C1充电，C2放电，负载电流I0流经D3， 在t1时刻，V2=V3=DVin，此过程结束。
• 状态方程： •
• 初值：
终值： 可以得出： 从而这一阶段时间为：
对应的等效电路如下图所示。
t0-t1 时间段等效电路图如下：
（2）t1-t2 谐振暂态模式
死区时间要求
• 使S2在零电压下开通，S2的开通信号应在t2-t3之 间，所以
使S1在零电压下开通，S1的开通信号应在t7-t8之 间，所以
输出整流二极管电压应力不对称
• 通过对电路的稳态分析可知，输出二极管关断 时承受的反压为：
由此可见，由于占空比的不同，它们承受的 反压不同，这是这种变换器的一个缺点。
n1≠n2
变压器的励磁电流直流分量为：
而电压关系为：
令： 可得：
选定D后，可 以计算出n1和 n2
（2）采用次级倍流整流方式
• 次级倍流整流电路如下图所示。 它是在原来电路的基础上增加了电感L1和 L2。
S1
Lr
Cb DC
S2 LM
D1
L1
L2
RL1
RL2
D2
C0
RL
次级倍流整流电路的输出电压为： 变压器次级输出电流的平均值为：
• 时段（t1-t2）
• Lk上电流继续增大，Lk大于I0时，多出的一部分 电流给电容C3 ’充电， C3 ’上电压从零开始增加， 二极管D3 ’进入反向截止状态。此时Lk,C3 ’ 和V cb 形成谐振回路。
i LK
I
0
Vcb ZR
sin R t-t1
vC3 =Vcb 1- cos R t-t1
(t)
I0
VCb ZR
sin
R
(t
t2
)
VC3 ' Vcb 1 cosR t t2
•
在时间t3时，iLR 经过半个谐振周期重新
变成I0，电路进入了一个新的谐振周期。如
果不考虑导通电阻，电路在整个下管导通
过程中将一直振荡下去。谐振过程严重影
响了电路稳定性和电磁兼容性，并对元件
有了很高的要求。
由于这个谐振会影响电路的稳定性和电磁兼 容性，由此提出改进电路如下。
• 当t=t1时，D3、D4同时导通，Lr、C1、C2、Cb 发生谐振，直到C2放电至0V，此时，D2导通， 为S2零电压开通创造条件。
• 状态方程： •
初值： 可以得出：
当t=t2时刻，VA(t2)=0 可以求得这段时间为：
要实现开关S2的软开关，则VAmin=V3-Ip1Zn<0 即：
t1-t2 阶段的等效电路如下：
• 定义
作如下假设：
• 1保、持忽不略变纹；波，电容Cb足够大，V3=DVin， • 2、忽略输出二极管正向压降和二极管的反
向恢复特性； • 3、滤波电感L0足够大，负载电流恒流I0；
• 4、开关管的寄生电容C1=C2=C。
工作过程分析
• 主要电量波形如图所示。
（1）t0-t1 线性充放电模式
• 这个过程可以用下面的简化模型表示：
谐振过程的等效电路
• 把变压器当作理想变压器，Lf’,Cf’ ,D3 ’,C3 ’分别为 副边相应元件在原边的折算值，在第四个状态开 始时算起，此时Lf’上通过电流Io ’ （输出电流在原 边的折算）并可以看做保持不变。 D3 ’导通，C3 ’ 上电压为零，Vcb全部加在电感Lk上。
R 1 / LkC3
Z R Lk /C3
• 经过半个谐振周期到达时间t2时iLk又减小到 I0’ ， VC3’达到最大值 2Vcb。
• 时段（t2-t3）
• 由于VCR 的作用，iLR 将继续变小
Vcb =Lk
diLk dt
+2Vcb -
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
1 C3
'
t t2
iC
' 3
dt
• 根据初始值可求得
ik
• 当t=t7时，S1的反并联二极管D1导通，Ip线性上 升，在t8时刻，Ip上升至零并正向增大，D3、D4 同时导通，Vd仍为0。在t=t9时，Ip正向最大。
• 可求得：
此阶段的等效电路图如下：
（8）t9-t10 能量传送模式
• 当t=t9时，S1完全导通，D4关断，D3的电流为I0， VA=Vin。t10时刻，S1关断，Ip为正向最大值 Ip10=I0n1+Im。
V(D3:2) 500V 250V
0V V(C1:1)
500mA
SEL>>
I(Lr) 4.0A
0A 11.9600ms I(D3) I(D4)
11.9640ms
11.9680ms
11.9720ms Time
11.9760ms
11.9800ms
11.9840ms 11.9872ms
通过仿真波形可以看出，该控制方式实现了开关管 的零电压开关。
同理在上桥臂实现软开通时，要求：
I
p
>
V（ in 1-D） Zn
•
• 由于负载条件不能人为设置，为了实现 软开关，通常采用的办法是原边除了利用变 压器的漏感外还附加一个辅助电感。现在假 设附加电感远大于变压器漏感，考虑副边二 极管的寄生电容，该电容和原边的附加电感 会发生谐振。
• 图 二中极管C3的，寄C4生为电输容出， 在上面所述的状态 四开始时起，原边 电流沿着图示方向 增大，当增大到副 边折算电流时， 二 极 逐管渐承D3受将反关压断，，由并 于 在寄，生副电 边容 的电C3压的从存 零开始上升，原边 的折算电压也从零 开始上升，原边电 流继续增大，并超 过副边折算电流。
软开关半桥实现
•
•
燕山大学研究生院
•
任百峰
软开关半桥实现
• 主要内容 • 不对称半桥电路软开关工作原理
• 不对称半桥电路变压器磁偏问题及解决办法 • 不对称半桥电路的改进
引言
• 不对称半桥电路采用固定死区时间的互补
PWM控制方式，利用电路本身特点，使开关管的 寄生电容和变压器的漏感发生谐振，实现零电压 软开关。 • 优点：拓扑结构简单，控制方便，变换效率高， 性价比高，适用于中小功率场合。 • 缺点：导致变压器出现直流偏磁问题，输出整流 二极管的电压应力不对称。
1.工作原理及工作过程分析
• 不对称变换器的主电路如图1所示。
• 一次侧有两个开关S1和S2，变压器的漏感为Lr， 励磁电感Lm，隔直电容Cb，二次侧为中心抽 头的变压器，加上全波整流二极管D3和D4， 输出滤波电感L0和电容C0组成低通滤波器。