全差分运算放大器设计概要

假定 ，则
M11-M12管子的有效电压，
假定 ，则
假定 ，则
假定 ，则
Cascode管M3的跨导为，
5、Miller补偿电阻Rc的确定
我们将零点从右半平面移到左半平面，并且使其为单位增益带宽频率 的1.2倍，则
6、偏置电路的管子尺寸
根据所有MOS的有效电压，我们可以计算出配置电压Vb1－Vb4的值。
25.8uA
0.376V
10u/1u
25uA
0.374V
MB9
10u/1u
25.8uA
0.354V
1.3u/1u
25uA
1.34V
MB10
5u/1u
26uA
0.274V
5u/1u
25.5uA
0.270V
MB11
5u/1u
26uA
0.288V
5u/1u
25.5uA
0.280V
MB12
1.25u/1u
26uA
.SUBCKT SOURCE_B 9 vb1 vb2 vb3
MB1 1 1 0 0CMOSN L=2U W=10U
MB2 2 1 0 0CMOSN L=2U W=10U
MB3 vb2 1 0 0CMOSN L=2U W=10U
MB4 2 2 9 9CMOSP L=1U W=2.8U
MB5 vb1 2 4 4CMOSP L=1U W=10U
0.301V
MB1、MB2、MB3
10u/2u
25uA
0.276V
10u/2u
25uA
0.276V
MB4
2.5u/1u
26uA
0.854V
2.8u/1u
26.4uA
0.790V
MB5、MB6、MB13
10u/1u
25.8uA
0.363V
10u/1u
25uA
0.356V
MB7、MB8、MB14
10u/1u
403 uA
0.325V
60u/1u
368uA
0.301V
M9、M10
100u/1u
1.4mA
0.456V
100u/1u
927uA
0.355V
M11、M12
390u/1u
1.4mA
0.400V
260u/1u
927uA
0.399V
M13、M14
174u/1u
538uA
0.389V
51u/3u
490uA
II、把零点从右半平面移动到左半平面，并且落在第二极点 上。这样，输出负载电容引起的极点就去除了。这样做必须满足以下条件：
得到电阻值为
III、把零点从右半平面移动到左半平面，并且使其稍微大于单位增益带宽频率 。比如超过20％
因为
得到电阻值为
四、手工计算
在0.6um工艺库文件中得到工艺参数：
1、确定Miller补偿电容
6、电压偏置电路：宽摆幅电流源（如图5所示）
在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图中的宽摆幅电流源来产生所需要的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足：
7、Miller补偿电阻
电阻Rc可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法：
I、将零点搬移到无穷远处，消除零点，Rc必须等于 。
另外，主极点 ，
开环增益
为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点 最大化。
5、共模负反馈：CMFB
对于全差分运放，为了稳定输出共模电压，应加入共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分运算放大器的时候，必须考虑到以下几点：
共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够于差分开环直流增益相当；
共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽；
3、计算放大管的跨导
根据全差分Slew Rate要求，
M1管的有效电压，
M2管的跨导
根据第二极点是单位增益带宽的两倍，
M9管的跨导
。
取 ，M9管的有效电压
4、电流源偏置管和Cascode管的尺寸
假定电流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8，和Cascode管M3-M6的有效电压Veff＝0.3V，这样可以计算出所有管子的尺寸参数。
为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿；
共模信号监测器要求具有很好的线性特性；
共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。
该运算放大采用连续时间方式（Continuous-Time Approach）来实现共模负反馈功能。如图4所示。
该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿电路也一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分放大器的影响。
0.388V
M15、M16
43u/2u
135uA
0.627V
51u/3u
123uA
0.626V
M18
86u/1u
267uA
0.370V
133u/1u
244uA
0.284V
M19
40u/1u
267uA
0.305V
40u/1u
244uA
0.290V
M20
40u/1u
267uA
0.324V
40u/1u
244uA
0.684V
1u/1u
25.45uA
0.785V
调整后，放大器的功耗为14.8mW。
I、AC特性图，如下图6所示：
图6、AC特性图
由图6可知：直流增益：80dB；单位增益带宽：74.5MHz；相位裕度：80度；
II、阶跃特性
放大器摆率如下图7所示。
图7、压摆率
由图7知道，放大器的开环压摆率为：236.6V/us。
为了保证相位裕量有60度，我们要求第二极点 和零点 满足以下两个条件：
则， .这里，我们取Cc＝2PF。
2、确定两级放大器中的工作电流
共模负反馈的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流
由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取 ，则 。
输出级工作电流为， 。
同样，由于一些寄生电容，预留一些余量取 。
III、上面两种方法都是减小 使管子进入饱和区的，同样我们可以用增大 的方法来使管子进入饱和区。减小 比，在流过mb12管子的电流不变的情况下，增大了 ,从而提高了mb10管子的栅极电压。因为流过mb10管子的电流不变，其宽长比也没变，所以 不变，从而增大了 使管子进入饱和区。本次设计采用减小 比的方法。取 。
修改后仿真结果如下所示：
2、放大器DC工作点与AC特性分析
根据手工计算的结果，编写输入网表，在输入端为2.5V共模电压的情况下，进行直流工作点的分析，对某些管子进行修改和调整。手工计算和HSPICE仿真的管子尺寸及相关参数如下表1所示。
表1、管子尺寸、工作电流和有效电压
MOS管
W/L（计算值）
Ids
Ibias 9 1 dc 25u
.ENDS
观察其.lis如下：
观察到mb11管子处于Linear区。要使mb11处于饱和区有三种方法：
I、根据：
在电流不变的情况下，增大 比，从而减小 使管子进入饱和区。但这样破坏了宽摆幅的条件，因此得不到宽摆幅输出。
II、其它不变，减小 ，从而减小 使管子进入饱和区。
MB4 2 2 9 9CMOSP L=1U W=2.5U
MB5 vb1 2 4 4CMOSP L=1U W=10U
MB6 6 2 5 5CMOSP L=1U W=10U
MB7 4 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10U
MB8 5 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10U
MB9 vb2 vb2 vb1 vb1CMOSP L=1U W=10U
偏置电流Ibias=25uA,计算可以得到MB1-MB12管的尺寸为，
7、共模负反馈的管子尺寸
共模反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配，直流工作电流相同。为了提高增益也采用Cascode结构，因此管子尺寸为，
8、开环增益的确定
假设NMOS管与PMOS管的 相等，
得到
五、HSPICE仿真
1、配置电路的DC工作点分析。
差分输入摆幅：>±4V
二、运放结构选择
运算放大器的结构重要有三种：（a）简单两级运放，two-stage。如图2所示；（b）折叠共源共栅，folded-cascode。如图3所示；（c）共源共栅，telescopic。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V，即输出端的所有NMOS管的 之和小于0.5V，输出端的所有PMOS管的 之和也必须小于0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller补偿或Cascode补偿技术来进行零极点补偿。
3、以下是最终的收入网表
Telescopic opamp
.option post=2 numdgt=7 tnom=27
.lib E:\yss133\cmos_emulate\cmos_lib\CSMC_HJ_06UM_CMOS.LIB TT
VDD vdd 0 DC 5
CL1 Vop 0 5p
CL2 Von 0 5p
三、性能指标分析
1、差分直流增益(Adm>80db)
该运算放大器存在两级：（1）、Cascode级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12）
第一级增益
第二级增益
整个运算放大器的增益：
2、差分压摆率（>200V/us）
转换速率（slew rate）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。
Veff
W/L（仿真）
Ids
Veff
M1、M2、M7
86u/2u
269uA
0.624V
100u/3u
245uA
0.629V
M3、M4
129u/1u
404 uA
0.372V
200u/1u
368uA
0.285V
M5、M6
60u/1u
404 uA
0.304V
60u/1u
368uA
0.290V
M7、M8
60u/1u
全差分运算放大器设计
岳生生（200403020126）
一、设计指标
以上华0.6um CMOS工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下：
直流增益：>80dB
单位增益带宽：>50MHz
负载电容：＝5pF
相位裕量：>60度
增益裕量：>12dB
差分压摆率：>200V/us
共模电压：2.5V (VDD=5V)
V1 Vcm 0 2.5
V2 Vinn 0 dc 2.5
V3 Vinp 0 dc2.5 ac1 *pwl (0 0 10n 0 10.1n 5 100n 5 200n 5 200.1n 0 300n 0 )
X1 VDD vb1 vb2 vb3 SOURCE_B
X2 vdd vb1 vb2 vb3 Vcm Vinp Vinn Vop Von CASCODE_AMP
MB6 6 2 5 5CMOSP L=1U W=10U
MB7 4 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10U
MB8 5 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10U
MB9 vb2 vb2 vb1 vb1CMOSP L=1U W=1.3U
MB10 6 vb3 7 0CMOSN L=1U W=5U
MB10 6 vb3 7 0CMOSN L=2U W=10U
MB11 7 6 0 0CMOSN L=2U W=10U
MB12 vb3 vb3 0 0CMOSN L=2U Wwk.baidu.com2.5U
MB13 vb3 2 8 8CMOSP L=1U W=10U
MB14 8 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10U
部分网表：
VDD VDD 0 DC 5
X1 VDD 0 vb1 vb2 vb3 SOURCE_B
.SUBCKT SOURCE_B 9 0 vb1 vb2 vb3
MB1 1 1 0 0CMOSN L=2U W=10U
MB2 2 1 0 0CMOSN L=2U W=10U
MB3 vb2 1 0 0CMOSN L=2U W=10U
4、相位裕度>60度，单位增益带宽>40MHz
假设运放只有两个极点P1、P2。（实际上，会有更多的极点，同时还会在右半平面或者左半平面的零点）。
由于密勒补偿电容Cc的存在，P1和P2将会分开很远。假设 ，这样在单位增益带宽频率 处第一极点引入-90度相移，整个相位裕度是60度。所以第二极点在单位增益带宽频率处的相移为-30度。
定义转换速率SR：
1）、输入级：
单位增益带宽 ，可以得到
所以
其中
因此提高两级运算放大器转换速率的可以尽可能增大管子M1的有效电压 。
2）、输出级：
该运算放大器的转换速率
3、静态功耗：该运放没有功耗指标，这里我们以15mW为例简单分析。
运放的静态功耗
静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值：
我们将该电流分配到电路的不同地方。例如，100ua给偏置电路，2900ua归两级放大电路。