全桥移相控制技术(精)
全桥移相控制技术(精)
全桥移相控制技术的重大进步LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关（ZVS）能做高效率转换的全部控制功能。
自适应方式的ZVS电路延迟功能将开启信号提供给每个MOSFET以克服各个元件的偏差，手动设置延迟的方式，可使二次侧同步整流的驱动信号直接做到开启延迟。
LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。
UVLO调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。
LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。
LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。
此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。
都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。
各引脚功能说明如下：（3722-1/-2）SYN.(1Pin)振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。
同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。
DPRG.(2Pin) 对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。
RAMP.(NA/Pin2) 对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。
CS (3Pin)对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。
COMP(Pin4) 误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。
RLEB (Pin5/NA) 前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns 到310ns的电流检测信号的前沿消隐。
推荐采用一个±1％电阻，LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。
FB (6pin) 误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V.SS (7Pin) 软起动（重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波（LTC3722-1）或一占空比。
全桥移相控制技术
全桥移相控制技术全桥移相控制技术是一种常用于直流交流转换器中的控制技术，可以有效地调整输出电压的大小和相位。
它在工业和电力系统中得到广泛应用，具有高效、稳定和可靠的特点。
本文将介绍全桥移相控制技术的原理、应用和优势。
一、全桥移相控制技术的原理全桥移相控制技术是利用电力电子器件的开关特性，通过改变开关的触发角来控制输出电压的大小和相位。
全桥移相控制电路由四个开关管和一个变压器组成，其中两个开关管被称为上桥臂开关管，另外两个开关管被称为下桥臂开关管。
通过控制上桥臂和下桥臂的开关状态，可以实现输出电压的正负极性控制。
在控制电路中，引入一个相位移动的信号，通过控制信号的相位来改变开关管的触发角，从而实现输出电压的相位移动。
全桥移相控制技术广泛应用于交流调压、交流调频、交流电机驱动和无线能量传输等领域。
在交流调压中，通过控制全桥移相控制电路的触发角，可以实现对输出电压的精确调节，满足不同负载要求。
在交流调频中，全桥移相控制技术可以实现对输出频率的调节，用于变频器和无线电调频设备中。
在交流电机驱动方面，全桥移相控制技术可以实现对交流电机的精确控制，提高驱动效率和运行稳定性。
在无线能量传输中，全桥移相控制技术可以实现对电能的高效传输，应用于无线充电和无线供电系统中。
三、全桥移相控制技术的优势全桥移相控制技术具有以下几个优势：1. 高效性：通过控制开关管的触发角，可以实现对输出电压的精确控制，提高系统的转换效率。
2. 稳定性：全桥移相控制技术可以实现对输出电压的稳定调节，使系统在不同负载下都能保持稳定的输出。
3. 灵活性：通过改变控制信号的相位，可以实现对输出电压的相位移动，满足不同应用的需求。
4. 可靠性：全桥移相控制技术采用的是电力电子器件进行控制，具有高可靠性和长寿命的特点。
5. 精确性：全桥移相控制技术可以实现对输出电压和相位的精确控制，满足对电能质量要求较高的应用场景。
四、总结全桥移相控制技术是一种常用于直流交流转换器中的控制技术，通过改变开关管的触发角来控制输出电压的大小和相位。
移相全桥控制芯片
移相全桥控制芯片
移相全桥控制芯片是一种电子元件，是实现两个绕线电感器（Load）之间交替工作的控制元件。
它采用移相技术，具有高效、精确、可靠等特点，广泛应用于LED照明、电机控制、电源管理等领域。
在LED照明领域，移相全桥控制芯片可以控制LED灯条的亮度和
色温，实现智能化亮度和色温调节。
它可以将电源电压转化为驱动LED 所需的电流和电压，有效避免了LED电流过大造成的损坏和电源功率
损耗的问题。
同时，移相全桥控制芯片还可以减小LED的爆闪风险和
频闪干扰，提高LED的显示效果和使用寿命。
在电机控制领域，移相全桥控制芯片可以实现高速电机控制和减
速运动，同时提供过流保护和温度保护功能。
它可以控制电机的启动、停止、方向和速度，并实现闭环反馈控制和多种运动方式切换。
移相
全桥控制芯片可以广泛应用于无人驾驶汽车、机器人、航空航天等领域。
在电源管理领域，移相全桥控制芯片可以实现DC-DC变换器的高
效转换和输出电压的稳定性控制。
它可以自适应地调整输出电压和电流，实现输出功率的最优配置和电池保护。
同时，移相全桥控制芯片
可以采用多种保护措施，如过电流保护、过热保护和短路保护等，保
证电子设备的安全和稳定运行。
作为一种高效、精确、可靠的电子元件，移相全桥控制芯片在现代电子技术发展中发挥着重要的作用。
通过掌握其工作原理和应用技术，可以为各行各业提供更加高效、智能和安全的电子产品和系统。
移相全桥
iit0t1 t2t3 t4t5t6 t7t8 t9t8 t9t0(1) t0时刻在此时刻，开关T1与T4已经导通，电源E经开关T1、谐振电感L、负载变压器T和开关T4回地，向负载输出电流i1。
其中谐振电感L为外加电感与变压器漏感之和，电感T为从副边等效过来的电感，其数值要远大于谐振电感L。
从t0直到t1，电流i1缓升。
电路等效为：(2) t1时刻在t1时刻，开关T1断开，电流i1上升到最高点。
由于电感电流不能突变，电流i1仍然从左到右流动，幅值缓降。
由于开关T1断开，此电流向C1充电，同时从C3抽取电流，使A点电位下降，电路等效为：(3) t 11时刻在t 11时刻， A 点电位下降到0电位之下，二极管D 3导通嵌位，电流i 1进一步缓降，电路等效为：(4) t 2时刻在t 2时刻，开关T 3栅控信号开启，T 3被0电压导通。
t 1到t 2为超前臂死区时间。
如果死区时间比较短，t 2可能发生在t 11之前；反之如果死区时间比较长，也可能发生在t 11之后。
无论那种情况，只要此时开关两端电压足够低，都可以认为达到0电压开启的目标。
一般情况下，超前臂实现0电压开启相对比较容易。
当开关T 3栅控信号开启时，只要电流方向为向上，开关T 3被反偏，开关并没有真正导通，直到反偏过程结束。
t 2时刻之后，A 与B 两点电位均为0，A(5) t 3时刻t 3时刻，开关T 4栅控信号消除，T 4被关断。
由于左右两臂均失去主要通道，续流电流i 1将急速下降，这将导致变压器副边两个整流二极管同时导通（图中未表达），等效于变压器T 短路。
因此续流回路只剩下谐振电感L 与C 2和C 4。
此时续流电流i 1也会向C 4充电，同时从C 2抽取电流，使B 点电位上升。
电路等效为：(6) t 31时刻如果前一阶段续流电流i 1仍然足够强，可使B 点电位上升到超过电源电压E ，这时二极管D 2导通嵌位，电流i 1会进一步急降，电路等效为：BB(7) t 32时刻t 31时刻之后，续流电流i 1会急剧下降到0，使B 点电位保持在电源电压E 。
移相控制全桥变换技术的理论分析与计算机仿真
图 １ 移 相 Ｆ ＶＳ Ｂ Ｚ —Ｐ Ｍ Ｃ Ｄ 变 换 器 控 制 电 路 Ｗ Ｄ ／Ｃ
１ Ｏ Ｏ
均 为零 。原 边 电流通 过 变压 器 漏感 及 Ｄ。 流 。 。 续
维普资讯
《 代 电子 技 术 》 ０２年 第 １ 现 ２０ Ｏ期 总第 １ １ ４ 期 （）ｔ ｔ 桥臂 转换 阶段 １ ｚ 。 － 右
输 出电容 。电路 中 由于开 关管 的输 出 电容 和谐振 电感
Ｌ 构成 的谐 振 电路 的作 用 ， 关 管在 导通 前 处于零 电 开 压 状态 ，从 而实 现 了开 关管 的零 电压无 损换 流 。
２ 移 相 Ｆ Ｖ － Ｐ Ｍ 工 作 原 理 ＢＺ Ｓ Ｗ
和输 出变压器 的漏 电感作 为谐振 元件 ， 使变换 器 ４ 开 个
．
摘
要 ： 展 软 开 关技 术 的 出发 点提 高 开 关 频 率 ，减 小 开 关 损 耗 ， 高 变换 器 的 功 率 密度 。 绍 了移 相 控 制 全 桥 技 发 提 介
术 的 ．作 原 理 ，并 且 构 造 了新 型 恒 频 工 作 电 路 ，该 电路 引入 移 相 全桥 开 关 变换 技 术 ，使 开 关 管在 零 电压 下 导 通 ，并 用 Ｔ －
Ｐ Ｐ Ｃ 对 其 进 行 动 态仿 真 ， 大 大 减 小 了开 关损 耗 并 且 提 高 了效 率 ，实现 了高 频 化 。 ＳＩＥ 关 键 词 ：移 相 ；换 流 ； 零 电 压 ；领 先 桥 臂 ；滞 后 桥 臂
传 统 的全 桥 （ ｕｌ Ｂ ｉｇ ）Ｐ Ｍ 变换器适 用 于 Ｆｌ － ｒ ｅ Ｗ ｄ 输 出低 电压 （ 如 ５ 、 功率 （ 如 １ ｗ ）的情 况 ， 例 Ｖ） 大 例 ｋ 以及 电源和 负 载 电流变 换 大的 场合 。其特 点是 开关 频 率 固定 ，便 于控 制 。为 了提 高 变换 器 的功 率密 度 ，减 少单 位 输 出功率 的体积 或重 量 ，需 要将 开 关频率 提 高 到 １ＭＨｚ 水 平 。为 了避 免开关 开关 过程 中的损耗 随 级 频率 增 加 而 急 剧 上升 ，我 们 采 用 移 相 控 制 （ ｈ ｓ — Ｐ ａｅ ｓ ｉ ｉｇＣ ｎｒ １ ｈｆ ｎ ｏ ｔ ）技 术 ，利用 功率 ＭＯＳ管的输 出电容 ｔ ｏ
移相全桥的原理与设计简介
2.谐振电感：
根据负载条件来选择电感量,理论计算误差较 大。一般情况下，半载时，使滞后桥臂工作于 ZVS，作为谐振电感感量选取的判定条件。需计 算负载突变、输出短路等状态下的磁感应强度， 避免进入饱和状态。这里选用绕线0.1*100*3，磁 芯为EER2834, 9匝，感量8～10uH。测得其磁感 应强度如下：Bmax＝L×Ip÷(N×Ae)
五．应用中出现的问题：
• 1.高温下，风扇全速转，其启动冲击电流过大，使供电VCC出现较大 幅值的跌落，最低下跌到9.24V，如下图所示：
而全桥芯片UCC3895的最大关断电压为 9.8V，芯片重启，使输出出现异常。芯片 VCC的启动门限规格如下：
具体参考附件：
六.参考资料
• 1.《直流开关电源的软开关技术》； • 2. UCC3895 ,Datasheet； • 3. E472电源评估报告。
移相全桥的原理与设计简介
目录
• • • • • • 一 移相全桥原理简述 二 控制芯片UCC3895简介 三 器件应力分析 四 磁性器件设计 五 应用中出现的问题 六 参考资料
简要叙述了移相全桥的工作原理、控制芯片 的主要功能，主要在于分析功率器件的应力、磁 性器件设计、应用实例等，力求直观、言之有物， 对移相全桥拓扑及其外围电路有一定的感性认识。 一．移相全桥原理简述： 移相控制零电压开关PWM DC/DC全桥变换器 （Phase-shifted zero-voltage-switching pwm dc/dc full-bridge converter,PS ZVS FB Converter） 利用原边串联谐振电感和功率管的寄生电容来 实现开关管的零电压开关，其电路结构如下：
每个桥臂的两个功率管成180度互补导 通，为避免出现共态导通现象，电路中会 增加适当的死区时间。每个功率管的导通 时间固定，而两个桥臂的导通角相差一个 相位，即移相角，通过调节移相角的大小， 来控制占空比，从而调节输出电压。可参 考如下波形：
移相全桥原理
移相全桥原理移相全桥原理是一种电子电路设计中常用的技术，它可以实现信号的移相和相位差的调节。
在许多应用中，移相全桥原理都有着重要的作用，比如在功率变换器、谐振器和通信系统中都可以看到它的身影。
本文将介绍移相全桥原理的基本概念、工作原理和应用场景。
首先，我们来看一下移相全桥原理的基本概念。
移相全桥原理是基于全桥拓扑结构的，它由四个开关管组成，分别是S1、S2、S3和S4。
这四个开关管按照一定的规律进行开关控制，可以实现输入电压的变换和相位的调节。
通过合理地控制开关管的通断，可以实现输入电压的逆变、变压、变频等功能，从而满足不同场合的需求。
移相全桥原理的工作原理主要是通过对开关管的控制来实现信号的移相。
在正常工作状态下，S1和S4是互相导通的，S2和S3也是互相导通的。
这样就形成了一个闭合的回路，电压可以在这个回路中进行变换。
当S1和S4导通时，输入电压的正半周可以通过S1导通，然后经过负载，最后通过S4导通回到电源。
而在同一时间，S2和S3是断开的，不影响电路的工作。
当S2和S3导通时，输入电压的负半周可以通过S3导通，然后经过负载，最后通过S2导通回到电源。
这样，就实现了输入电压的变换和相位的调节。
移相全桥原理在实际应用中有着广泛的用途。
首先，它可以用于功率变换器中，实现对电压、电流和频率的控制。
其次，它可以用于谐振器中，实现对谐振频率的调节。
此外，它还可以用于通信系统中，实现对信号相位的调节。
总之，移相全桥原理在电子电路设计中有着重要的地位，它为各种应用提供了灵活的电压变换和相位调节功能。
总结一下，移相全桥原理是一种基于全桥拓扑结构的电子电路设计技术，它通过对开关管的控制实现信号的移相和相位差的调节。
在功率变换器、谐振器和通信系统中都可以看到它的身影，为这些应用提供了灵活的电压变换和相位调节功能。
希望本文对大家理解移相全桥原理有所帮助。
使用C2000微控制器的移相全桥（PSFB）控制（可编辑）
使用C2000微控制器的移相全桥(PSFB)控制应用报告ZHCA534?May 2013使使用用 C2000 微微控控制制器器的的移移相相全全桥桥 PSFB 控控制制HrishikeshNene摘摘要要移相全桥 PSFB 转换器用于多种应用中的直流至直流 DC-DC 转换,例如,在电信系统中,将一个高电压总线转换为一个中间分配电压,通常情况下更接近于 48V 。
由于这个拓扑结构包括一个变压器,PSFB 级提供电压转换以及线路电压的隔离。
这份应用报告介绍了数控 PSFB 系统的实施细节,此系统在德州仪器 TI 的高压移相全桥 HVPSFB 套件上执行。
这个套件将一个 400V DC 输入电压转换为一个经稳压的 12V DC 输出,并且适用于高达 600W 的运行。
对峰值电流模式控制 PCMC 和电压模式控制 VMC 实施进行了说明。
这些高度集成、基于微控制器的实现方法特有自适应零电压开关 ZVS 和多种不同的同步整流体系,在这里也进行了讨论。
还提供了生成这些控制体系所需的复杂栅极驱动波形的详细信息,以及在改变运行条件下优化系统性能的智能时序控制。
还包含了一个运行 HVPSFB 项目的分步指导。
这个解决方案的亮点有负载高于额定负载 10% 时的恒定高系统效率、基于片载硬件机制的全新 PCMC 波形生成,以及简单系统执行。
注注: 如果您希望快速评估此套件,而又不想仔细检查实施细节,那么除了本文档,请参见随附的快速开始指南( 在//0>./controlsuite 网站内的 QSG-HVPSB-Rev1.1.pdf )。
内内容容1 简介. 32 功能说明 103 软件概述 - PCMC154 运行递增构建的过程 - PCMC 195 软件概述 - VMC. 356 运行递增构建的过程 - VMC387 参考书目 51图图片片列列表表1 一个移相全桥电路42 PSFB PWM 波形 43 PSFB 系统方框图 54 效率与负载之间的关系(PCMC 和 VMC 执行) 65 12A 负载上的 ZVS 和 LVS 开关 a 有源到无源桥臂转换 ZVS ,b 无源到有源桥臂转换 LVS 66 PCMC 瞬态响应 a 0% 至 80% 负载阶跃,b 80% 至 0% 负载阶跃77 PCMC GUI. 78 HVPSFB 电路板和控制器卡 89 TMS320F28027Piccolo-A 控制器卡电路原理图810 HVPSFB 基板电路原理图911 PCMC 方框图 1012 PCMC PWM 波形. 1113 VMC 方框图12Piccolo, C2000, Code Composer Studio are trademarks of Texas Instruments.All other trademarks are the property of their respective owners.1ZHCA534?May 2013 使用 C2000 微控制器的移相全桥 PSFB 控制SPRABR1 ? ////.版权2013, Texas Instruments //.14 VMC 波形. 1215 针对输出电压感测的定点 ADC 转换触发效应1316 PCMC 软件流程 1517 PCMC 软件块 1618 PCMC 控制流程 1719 构建 1 软件区块 2020 C 和 C++ 项目2321 构建 2 软件区块 2822 恒定电流和恒定功率软件流程图 3023 变压器初级电压、初级感测电流以及驱动两个对角相对开关(Q1 和 Q3 )的 PWM 波形 3324 VMC 软件流程3525 VMC 软件区块3626 VMC 控制流程3727 构建 1 软件区块 3928 构建 2 软件区块 47图图表表列列表表1 库模块162 针对 PCMC 的递增构建选项. 183 示例 RAMPREF 和 DACVAL 值 214 HVPSFB 信号接口基准 - PCMC215 库模块356 针对 VMC 的递增构建选项 377 针对基准的相位值. 398 HVPSFB 信号接口基准 - VMC. 402使用 C2000 微控制器的移相全桥 PSFB 控制 ZHCA534?May 2013SPRABR1 ? ////.版权2013, Texas Instruments //. 简介1 简简介介移相全桥 PSFB DC-DC 转换器经常被用于降低高 DC 总线电压或者为服务器电源、电信用整流器、电池充电系统和可再生能源系统等大功率应用提供中间隔离。
全桥移相PWM开关电源的数字化控制方案(精)
第 45卷第 9期 2011年 9月电力电子技术Vol.45, No.9September 2011Power Electronics图 2主电路图定稿日期 :2011-05-16作者简介 :石宏伟 (1978-, 女 , 江苏江阴人 , 讲师 , 研究方向为电子技术应用和高频开关电源的设计与应用。
1引言近年来, 随着数字技术的不断发展, 数字控制越来越多地被引入开关电源的设计中。
数字控制克服了以往全桥移相 PWM 开关电源 DC/DC电路中模拟控制芯片存在的误差、老化、温度影响、漂移、非线性不易补偿等缺点,提高了电源的灵活性、适应性和可靠性 [1]。
在此对全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案进行了研究,在分析主电路和控制电路各环节理论的基础上设计了一款数字控制方式的 20kHz 全桥移相 PWM 开关电源,并应用 Pspice 仿真软件对开关电源主电路的运行情况进行了仿真,仿真和实验结果均表明系统设计可行, 性能指标基本可以满足设计要求。
2PWM 开关电源的 DSP 实现方案该开关电源主要由主电路和以 DSP 为核心的控制电路组成。
控制电路主要包括 DSP 数字控制器、 IGBT 驱动电路、检测电路、保护电路以及辅助电源电路, 如图 1所示。
2.1主电路的设计图 2示出主电路 [2]。
U dc 为 220V 单相交流电源经整流滤波后的输出直流电压,经由 VT 1~VT 4构成的逆变电路产生高频开关脉冲,再经高频变压器, 在次级线圈感应出交变的方波脉冲, 由全波整流电路和 LC 滤波器消除高频成分、电流冲击并减小电路的纹波系数, 得到所需的恒定直流电压。
逆变电路采用单相全桥逆变器结构, 4个功率开关器件 IGBT 在 DSP 控制回路作用下作周期性的开关动作,将直流电压逆变成频率为 20kHz 的脉冲电压。
采用 PWM 方式保持开关频率不变,全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案石宏伟(江阴职业技术学院, 电子信息工程系,江苏江阴214433摘要 :提出全桥移相 PWM 开关电源的 DSP 实现方案框图, 对其主电路和控制电路的硬件电路及参数估算进行了详细设计, 并对其数字控制系统的软件设计方法进行了研究, 全面介绍了一种全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案。
移相全桥知识课件
超前桥臂谐振模式（t0-t1)
原边电流钳位续流过程（t1-t2)
滞后桥臂谐振模式(t2-t3）
电感储能回馈电源模式（t3-t4）
原边电流下冲过零后负向增大（t4-t5）（原边电流仍不足以
提供负载电流）
原边电流负半周功率输出过程（t5-t6）
移相控制全桥零电压开关PWM变换器的 主要波形
遇到的问题
不熟悉saber仿真软件
下一步工作
1继续学习saber软件。 2进一步学习全桥变换器的主要元件的选择
和参数设置。（输入滤波电容、高频变压 器、输出滤波电感、输出滤波电容） 3 进一步了解UC3875芯片的内部结构及外 围电路参数设置 4 的基本工作原理
T1~T4是四支主功率管，D1~D4是主功率 管的反并联二极管，TR是输出变压器，其 原副边绕组匝数比K=N1/N2，VD1和VD2 是输出整流二极管，Lf和Cf是输出滤波电感 和电容，RL是负载，输入电源电压为Vin， 输出直流电压为Vo。
移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器有十二种开关模 态，由于正负半周从原理上大体对称，我们仅说明正半周 的六个模态。
移相全桥ZVS DC/DC变换器设计
全桥变换器的基本电路结构
移相控制全桥零电压开关PWM变换器的 主要波形
移相控制技术
这种控制方式是要求Q1和Q2轮流导通，各 导通180电角度，Q3和Q4也是这样，但Q1 和Q4不同时导通，若Q1先导通，Q4后导 通，两者导通差()电角，其中Q1和Q2分别 先于Q4和Q3导通，故称Q1和Q2组成的桥 臂为超前桥臂，Q3和Q4组成的桥臂为滞后 桥臂。
移相全桥的原理及设计
移相全桥的原理及设计移相全桥是一种常见的电子电路，它广泛应用于交流电路的相位移动和频率变换中。
本文将介绍移相全桥的原理和设计。
1.原理移相全桥通过改变输入信号的相位，将信号的频率从一个频带转换到另一个频带。
它由四个二极管和四个电容器组成，分别被称为D1、D2、C1和C2、移相全桥的基本原理是利用电容器和二极管的非线性特性，将输入信号的相位转换为输出信号的相位。
当输入信号的频率为f1时，移相全桥将其转换为f2的信号输出。
2.设计步骤1：选择元器件选择适当的二极管和电容器是移相全桥设计的第一步。
为了确保稳定的输出，二极管和电容器应具有较低的漏电流和电容器值。
步骤2：确定频率范围根据设计要求确定输入和输出信号的频率范围。
这将有助于选择适当的二极管和电容器，并确定所需的电容器值。
步骤3：计算电容器值根据所需的频率范围和移相全桥的工作原理，计算所需的电容器值。
通常，电容器值可以使用以下公式计算：C=1/(2πfR)其中C为电容器值，f为所需频率，R为电阻。
步骤4：确定电阻值根据所需的电容器值和移相全桥的工作原理，确定所需的电阻值。
电阻值可以使用以下公式计算：R=1/(2πfC)其中R为电阻值，f为所需频率，C为电容器值。
步骤5：布局和连接电路根据设计要求，在电路板上布局和连接移相全桥电路。
确保电容器和二极管正确连接并连接到适当的地线和电源。
步骤6：测试和优化在连接移相全桥电路之前，进行测试以确保输出满足设计要求。
如果输出不正确，则进行调整和优化，例如更改电容器或二极管的数值。
在实际应用中，移相全桥可以用于音频频率的变换，相位控制和交流电路的频率调整等。
由于其简单但有效的原理和设计，移相全桥在电子电路中得到广泛应用。
总结：移相全桥通过改变输入信号的相位，将信号的频率从一个频带转换到另一个频带。
它由四个二极管和四个电容器组成，并利用电容器和二极管的非线性特性实现相位转换。
移相全桥的设计包括选择元器件、确定频率范围、计算电容器值、确定电阻值、布局和连接电路以及测试和优化等步骤。
单相全桥整流电路用移相控制原理
单相全桥整流电路用移相控制原理下载温馨提示:该文档是我店铺精心编制而成，希望大家下载以后，能够帮助大家解决实际的问题。
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移相全桥控制策略
移相全桥控制策略是一种在电力电子系统中常用的控制方法，主要应用于隔离型DC/DC变换器。
这种控制策略的基本思想是通过调节开关器件（如MOSFET）的导通时间，以实现输出电压的稳定和效率的优化。
移相全桥控制策略的关键在于调节原边MOSFET间的移相角，从而调节输出电压。
在移相全桥控制策略中，通常利用MOSFET漏源极寄生电容和变压器的漏感谐振，实现四个MOSFET的零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）。
这种零电压开关技术可以显著减小开关损耗，提高整机的效率。
此外，移相全桥控制策略还可以通过改变开关频率来调节输出电压，以适应不同的负载条件。
为了实现上述控制策略，可以采用数字方法进行控制，例如基于DSP进行编程。
在实现输出期望占空比和软启动等基本功能的基础上，可以加入交错控制以减小输出纹波。
此外，动态死区和载波动态移位的设置也有利于减小负载较小时MOSFET电压尖峰以及加快突变时输出的动态响应。
然而，移相全桥控制策略也存在一些挑战。
例如，移相全桥DC/DC变换器是一个非线性时延的系统，因此传统的线性控制方式可能无法在所有工作点都具有良好的控制性能。
此外，器件的差异与老化也可能导致与设计的数学模型产生偏差，影响移相全桥变换器输出特性的恶化。
为了解决这些问题，可以研究输入电压、负载功率、开关频率、变压器原边等效谐振电感变化对系统稳定性和动静态性能的影响，并设计鲁棒性变增益控制器以增强系统对外部扰动与内在参数变化的鲁棒性。
以上信息仅供参考，如需更多关于移相全桥控制策略的信息，建议咨询相关领域的专家或查阅相关文献。
第十章-软开关技术2——移相控制ZVS-PWM-DC-DC全桥变换器
开关模态5 在 t 4 时刻，原边电流流经 Q 2和 Q 。 由于原边电流仍不足以提供负载电 流，负载电流仍由两个整流管提供 回路，因此原边绕组电压仍然为零， 加在谐振电感两端电压是电源电 压 V ，原边电流反向线性增加。 in
6.
3
i p (t )
V in Lr
(t t4 )
4.开关模态3 在 t 2 时刻，关断 Q 4，原边电流 i p 转 移到 C 2和 C 4中，一方面抽走 C 2上的 电荷，另一方面又给 C 4 充电。 由于C 2 和C 4 的存在，Q 4 的电压是从零 慢慢上升的，因此 Q 4是零电压关 断。这段时间里谐振电感 L r 和C 2 及 C 4在谐振工作。原边电流 i p 和 C 4 的电压分别为： 电容C 2 ，
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容C R T 上的电荷。
要实现开关管的零电压开通，必须满足下式：
到 t 5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I L f ( t 5 ) / K 值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45 Lr I Lf (t5 ) / K V in
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
i p (t )
V in K V 0
i p (t ) I 2 c o s (t t2 )
v C 4 ( t ) Z P I 2 s in ( t t 2 )
全桥移相原理
全桥移相原理
全桥移相原理主要涉及电力电子变换技术，特别是在DC/DC变换器中的应用。
全桥移相电路通常由四个开关管（如IGBT）组成，它们按照一定的时间顺序切换导通和截止状态，从而在负载上产生交流电压。
移相控制是通过改变开关管的切换时间来调节输出电压的波形和脉冲宽度，进而达到调节输出电压的目的。
具体来说，移相控制将一个完整的周期分成若干个相位，在每个相位中确定哪些开关管应该导通、哪些应该截止。
通过精确控制每个相位的导通和截止时间，可以实现对输出电压和频率的精确控制。
在全桥移相电路中，四个开关管分为超前桥臂（一般是左半桥）和滞后桥臂（一般是右半桥）。
开关管的导通关断时间恒定，但导通顺序会有相移，从而使共导时间随相移的变化而变化。
这种相移控制可以改变输出电压的脉冲宽度，从而调节输出电压的大小。
此外，全桥移相电路还可以利用变压器的漏感和功率管的寄生电容产生谐振，实现开关器件的零电压开通，以消除开通损耗并提高电路效率。
总的来说，全桥移相原理是一种通过控制开关管的切换时间和相位来调节输出电压的电力电子变换技术。
它在电源控制、电机驱动等领域具有广泛的应用。
全桥移相式控制PWM变换技术的研究
第一章软开关技术发展的概述§1.1引言电源有如人体的心脏，是所有用电设备的动力。
但电源却不像心脏那样形式单一。
因为，标志电源特性的参数有功率、电压、频率、噪声及带载时参数的变化等等；在同一参数要求下，又有体积、重量、形态、效率、可靠性等指标，并按此去“塑造”完美的电源，因此电源的形式是多种多样的。
按电力电子学的习惯称谓，AC-DC（AC表示交流电，DC表示直流电）称为整流，DC-AC称为逆变，AC-AC称为交-交变频，DC-DC称为直流-直流变换。
其中为达到转换目的，手段是多样的。
六十年代，开发了半导体器件，并用此器件为主实现这些转换。
电力电子学从此有了迅速发展。
广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另一形态的主电路都叫做开关变换器电路[1]。
在DC-DC变换器中，都要使用电子开关。
在80年代前主要使用的是晶闸管（SCR）作为开关器件。
到1980年，传统的电力电子器件已由普通晶闸管衍生出了快速晶闸管、逆导晶闸管、双向晶闸管、不对称晶闸管等，从而形成了一个晶闸管大家族。
与此同时，各类晶闸管的电压、电流、dv/dt、di/dt等参数定额均有很大提高，开关特性也有很大改善。
传统的电力电子器件已发展到相当成熟的地步。
从理论上讲，这类器件在电压、电流两个方面仍有很大的发展自由度，但是实际上却存在着两个制约其继续发展的重要因素。
一是控制功能上的欠缺，因为它通过门极只能控制开通而不能控制关断，所以称之为半控型器件。
要想关断这种器件必须另加用电感、电容和辅助开关器件组成的强迫换流电路，这样将使整机体积增大、重量增加，效率降低；二是因为它立足于分立元件结构，工作频率难以提高，一般情况下难以高于400Hz，因而大大地限制了它的应用范围。
由于上述两个原因，以半控型器件晶闸管为代表的传统电力电子器件的发展已处于停滞状态。
这就要求新一代电力电子器件及其变换电路尽快取代旧的传统电力电子技术。
全桥移相控制技术
全桥移相控制技术全桥移相控制技术是一种常用于交流电源和直流电源转换的控制方法。
它通过控制半桥拓扑或全桥拓扑的开关管的通断，实现对输出电压的调节。
全桥移相控制技术具有调节范围广、输出电压稳定等优点，在电力电子领域得到广泛应用。
全桥移相控制技术的工作原理是通过改变开关管的导通时间来改变输出电压的大小。
在全桥拓扑中，有两个开关管通过交替导通来产生输出电压。
通过改变两个开关管的导通时间差，可以改变输出电压的相位。
当两个开关管的导通时间相等时，输出电压的相位为0度；当两个开关管的导通时间差为180度时，输出电压的相位为180度。
通过不断调节导通时间差，可以实现对输出电压的精确控制。
全桥移相控制技术的实现需要一个相位移控制电路，它可以根据输入信号的频率和幅值来计算出开关管的导通时间差。
常见的相位移控制电路有脉冲宽度调制（PWM）控制电路和直接数字频率合成（DDS）控制电路。
脉冲宽度调制控制电路通过比较器和计数器来实现开关管的导通时间控制；直接数字频率合成控制电路则通过数字信号处理器（DSP）来实现导通时间的计算和控制。
这些相位移控制电路可以根据不同的应用需求进行选择和设计。
全桥移相控制技术在电力电子领域有着广泛的应用。
在交流电源和直流电源转换中，全桥移相控制技术可以实现对输出电压的精确控制，提高电源的效率和稳定性。
在交流电力传输中，全桥移相控制技术可以实现对电力的调节和传输，提高电力传输的稳定性和可靠性。
在交流电机驱动中，全桥移相控制技术可以实现对电机转速和转向的控制，提高电机的运行效率和响应速度。
除了在电力电子领域，全桥移相控制技术还可以应用于其他领域。
在光通信中，全桥移相控制技术可以实现对光信号的调制和解调，提高光通信的传输速率和可靠性。
在无线通信中，全桥移相控制技术可以实现对无线信号的调制和解调，提高无线通信的传输距离和抗干扰能力。
在医疗器械中，全桥移相控制技术可以实现对医疗信号的控制和处理，提高医疗器械的精确性和安全性。
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全桥移相控制技术的重大进步LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关（ZVS）能做高效率转换的全部控制功能。
自适应方式的ZVS电路延迟功能将开启信号提供给每个MOSFET以克服各个元件的偏差，手动设置延迟的方式，可使二次侧同步整流的驱动信号直接做到开启延迟。
LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。
UVLO调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。
LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。
LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。
此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。
都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。
各引脚功能说明如下：（3722-1/-2）SYN.(1Pin)振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。
同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。
DPRG.(2Pin) 对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。
RAMP.(NA/Pin2) 对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。
CS (3Pin)对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。
COMP(Pin4) 误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。
RLEB (Pin5/NA) 前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns 到310ns的电流检测信号的前沿消隐。
推荐采用一个±1％电阻，LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。
FB (6pin) 误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V.SS (7Pin) 软起动（重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波（LTC3722-1）或一占空比。
（LTC3722-2），在过载条件下，SS放电到地，然后重新起动。
NC (8Pin) 空脚，接到GND。
PDLY (9Pin) 被动臂的延迟电路输入，PDLY通过一分压器接到桥的左腿，（自适应ZVS型）而在固定ZVS型，在PDLY上有0~2.5V之间的电压，给被动腿调节固定的ZVS延迟时间。
SBUS.(10Pin) 线路电压检测输入，SBUS接到主直流电压反馈，采用一分压器，用于自适应ZVS控制，电压分压器设计成产生1.5V于SBUS上，如果SBUS接到VREF，则LTC3722-1/-2成为固定ZVS延迟型。
ADLY (11Pin) 主动臂的延迟电路输入，ADLY通过一分压器接到右腿，(自适应ZVS型)。
而在固定ZVS型，在ADLY上有0~2.5V之间的电压，调节固定的ZVS延迟时间给主动腿的传输。
UVLO.(12Pin) 调节系统开启及关断的输入电压值，正常情况UVLO的阈值为5V。
UVLO接到主DC输入系统，通过一分压器执行。
当UVLO的阈值超出时，LTC3722的软启动开始，一个10uA电流去调节系统的滞留电压量，系统的工作窗口的水平可以用改变电阻分压器来调节。
SPRG (13Pin) 接电阻到GND，来设置关断延迟时间给同步整流的驱动输出，正常工作时其电压约为2V。
VREF.(14Pin) 5V基准输出，VREF可供出18mA电流给外电路，VREF要1uf电容做旁路耦合。
OUTF.(15Pin) 与OUTB及OUTC一起给出50mA同步整流驱动。
OUTE (16Pin) 与OUTA及OUTD一起给出50mA同步整流驱动。
OUTD (17Pin) 给桥路主动腿（低边）50mA驱动信号。
Vcc (18Pin) 电路供电电压输入，其为10.25V的并联式稳压器。
在Vcc电压达到足够高时，Vcc并联稳压器导出电流，欠压比较器阈值即超出，一旦Vcc并联稳压器开启，Vcc即能降到6V以上的维持工作。
OUTC (19Pin) 给桥路主动臂（高边）供50mA驱动。
OUTB (20Pin) 给桥路从动腿（低边）供50mA驱动。
OUTA (21Pin) 给桥路从动臂（高边）供50mA驱动。
PGND (22Pin) LTC3722的功率地要接瓷介电容作旁路。
GND (23Pin) LTC3722的控制电路公共端，也要接旁路电容。
CT (24Pin) 振荡器的定时电容，要选用低ESR的瓷介电容。
LTC3722的内部等效电路如图1所示。
图1 LTC3722的内部等效电路工作过程描述：相移全桥PWM方式.传统的全桥开关电源拓扑，最常用于大功率隔离式或脱线电源。
虽然它需要多加两个开关元件。
但其能输出更大功率，又有较高的效率，且变压器体积比单端方式的都小。
开关还有较小的电压及电流应力。
全桥变换器还提供固有的变压器磁芯自动复位及平衡。
因而可有最大占空比，进一步提高效率，而软开关的全桥，可进一步改善性能提高效率。
其开关波形如下面图3。
这种零电压开关(ZVS)技术展示出寄生元件在做成软开关模式中所产生的作用。
LTC3722-1/-2控制的相移式PWM控制器，提供了更强的功能，以便简化设计，达到ZVS软开关的目的，主要特色有：(1)真实的自适应及准确的ZVS方式，达到更高的效率和更高的占空比利用能力，减小或消除外部的调整。
(2)固定ZVS能力。
增强了对二次侧控制，简化了外部电路。
(3)内部产生驱动信号以调整二次侧的倍流同步整流。
(4)调节前沿消隐，防止不稳定状态，减少外部CS的滤波元件。
(5)可调斜率补偿，消除外部胶合电路。
(6)实现最佳的电流型控制，减小起动过冲，使系统从故障中迅速恢复。
(7)可方便调整系统的UVLO，达到准确的起动电压。
结果，LTC3722使ZVS的电路拓扑有了更广泛的应用，包括了在低压及中小功率场合的各种应用。
LTC3722控制器在IC外部用功率开关组成全桥结构，功率变压器的初级绕组接在桥的两个开关结点上。
在每个振荡周期，由功率开关使其分别接到输入电源的VIN 和地，LTC3722反复地以振荡器频率的1/2控制开关，每次驱动占空比都少于50％，其交叉交越时间由LTC3722相位调制，外部的开关A和C需要高边驱动电路，低边的驱动给B和D，以及驱动二次侧的E和F以边界隔离，数据表中给出驱动元件的详细数据。
变压器的二次侧电压由变压器匝比给出，很象BUCK 变换器，由二次方波整流滤波后得到稳定的直流电压。
开关传输相移式全桥可以用下面四个工作状态来描述，关键是要了解ZVS状态怎样出现，要用细节描述。
变压器的每一个全周期都有两个清晰的周期传递功率到二次侧输出，及两个自由回转期，外部桥的两边都有不同的工作特性。
这对于设计在宽负载范围内都达到ZVS传输十分重要。
桥的左腿若作为被动腿，此时右腿可认做主动腿。
下面描述为何会有这些现象出现。
状态1（Power pulse 1）.传输功率如图2所示，状态1开始，MA，MD及MF导通，而MB，MC及ME关断。
在MA，MD导通时，整个输入电压加到变压器初级绕组。
二次电压V1N/N加到电感L01左边。
且电流逐渐加大，在此周期内初级电流大约等于输出电感电流除以匝比，加上磁化电流。
在此状态结束时，MD关断，ME导通。
图2 LTC3722的ZVS工作状态状态2（主动过渡及自由运转）MD关断后，相位调制比较器过渡。
在此间隔，MD上的电压开始上升，逐步到输入电压VIN。
变压器磁化电流及折回的输出电感电流参与此作用。
这是由于MC及MD输出电容Coss的上升斜率，吸收回路电容及变压器绕组间寄生电容，主动腿电平从地上升到VIN，其时间取决于负载电流，变压器磁能要大于电容能量。
即是1/2(LM+L1)IM>1/2*2*Coss*V1N2。
最坏情况出现在负载电流为零时，2 这个条件通常很容易满足，在传输期间磁化电流基本恒定。
由于磁化电感有正压加到其上，经历从低到高的期间。
由于腿由此电流源为主动驱动，因此称为主动或线性驱动。
当主动腿上的电压达到V1N时，MOSFET MC在ZVS状态下导通，初级电流现在流过两支高边的MOSFET (MA和MC)。
变压器二次绕组在此时段内短路。
ME及MF也导通，如正向电流流过Lo1和Lo2一样长。
变压器初级电感也在短路状态，MA和MF在状态2结束时关断。
状态3（被动过渡阶段）MA在振荡周期结束时关断，在此时，在MA/MB结点上的电压逐渐下降到GND。
驱动变压器的能量限于初级的漏感，加上串入的谐振电感，其通过电流为（Imeg+Iout/2N），磁化及输出电感没有贡献任何能量，由于其已经短路，有效地减少了可能出现的能量。
这就是主动及被动传输的主要区别。
如果储存在漏感及磁化电感中的能量大于电容能量, 过渡阶段会成功地完成。
在此阶段增加的反转电压加到漏感及磁化电感，协助整个初级电流衰减。
电感能量于是谐振传至电容元件。
因此，被动或谐振期间，假设此阶段有足够的电感能量供给桥路腿到地。
所需时间大约为π*(LC /2)1/2 。
当从动腿上的电压接近地电平时，MOSFET MB受令在ZVS状态下导通，在漏感及外串电感中的电流连续增加，但输出电感电流极性反转，改换了方向。
二次绕组正向偏置，新的功率脉冲开始过来。
电流反转所需时间减小了最大占空比的效应。
必须要考虑到变压器的匝比。
如果ZVS 需要在整个加载范围，就需串入一个小电感放在初级被动腿回路中。
由于漏感通常没有足够的能量去保证ZVS在整个负载范围实现。
状态4（传输功率2）在第二次功率传输期间。
在初级绕组中功率传输1的电流为正方向的话，则初级电流由折算到电感的输出电流及初级磁化电感电流组成。
在状态4结束时，MOS MC 关断，又一个过渡过程开始，与状态2极为相似，但是方向相反。
图3 LTC3722的工作波形图零电压开关（ZVS）因需要无损开关传输能量，特别希望全桥MOSFET在ON状态时源漏电压为0，延迟开启结果会导致低效率。
它们会流过体二极管。
为此造成开启时为硬开关状态。
为此要防止开启时的硬开关增加噪声及功耗。
LTC3722控制IC监视输入电压及两桥臂结点处的电压，当所希望的零电压条件达到时，即给出开关命令，这种直接检测技术提供了最佳的开启延迟时间，而不管输入电压的高低，也不管负载的大小，也不问元件的偏差，直接检测技术需要简单的分压器检测网络来执行。
如果没有足够的能量完整地交换使桥腿达到ZVS 条件，LTC3722就自动地越过直接检测并强制过渡，越过或不执行的延迟时间由DPRG到VREF加一电阻来调节。
LTC3722接成自适应模式的延迟检测时采用监测三个点，即ADLY，PDLY和SBUS，ADLY及PDLY检测主动及被动延迟腿的电压，特别是如图4示出的分压点。