FLYBACK变压器设计公式(2)
深圳朝祥光电科技有限公司变压器设计经验公式
1.洩放電阻的計算:2.S 側整流二極體的計算:3.功率晶體管的計算:4.P 側輸入電解電容的計算:5.整流橋的計算:6.變壓器參數的計算:所以R 1,R 2各取750K ΩA:正向截止電壓額定值B:最小峰值正向電流值經驗公式: I fm =2I out /(1-δmax )FLYBACK SWITCHING POWER SUPPLY 各主要元件設計參考值I fm =2*1.25/(1-0.47)≒4.7A 取值為10A經驗公式: V cemax =V InMax /(1-δMax )經驗公式: R=T/2.21C時間T 取1S, C 為CX 電容容量的總和(單位:uF)則24V/1.25A 此MODEL 的洩放電阻R 為(因CX1=0.33uF)則24V/1.25A 在此MODEL 下的整流二極體最小峰值正向電流值為R=1/2.21*0.33 ≒1.37MΩ,取近似值1.5MΩ, R 1,R 2串聯750KΩ;則24V/1.25A 在此MODEL 下的MOS 體管DS 電壓值為V dssMax =370/(1-0.2)≒460V 取值為600VA:MOS 管I d 電流值經驗公式: I d =2P out /(ηV In δMax )經驗公式: V d =1.2V InMax (N s /N p )所以D4取BYQ28E 200 (10A/200V)A:MOS 管V dss 電壓值則24V/1.25A 在此MODEL 下的整流二極體正向截止電壓的額定值為V d =1.2*264*1.414(16/60)≒120V 取值為200VC=2*30=60uF 取經驗值為56uF/400V所以電容C 3取值為56uF/400V經驗公式: I 0=P out /(ηVin min PF)I d =2*30/(0.8*107*0.4)≒1.75A 取值為5.1A所以MOS 管Q 2取值為SSS10N60A (5.1A/600V)經驗公式: C=2P out則24V/1.25A 此MODEL 的電解電容C 3容量為則24V/1.25A 此MODEL 的整流橋為I 0=30/(0.8*90*0.6)≒0.69A 取經驗值為1A所以整流橋D 5,D 6,D 7,D 8均取為1N4007 (1A/1000V)為計算參數的方便,假設變壓器工作在不連續模式, 再通過調整初級電电感量,來確定其工作模式.(1). 基本參數的確定工作頻率 f=55KHz V In=100V(90~264V AC)D Max=0.48 △B=0.18 TV2Min=V F+V L+V O=0.8+0.2+24=25V 電流密度 J=4A/mm2(2). 磁芯選取經驗公式: A E=0.15P O1/2=0.15*301/2=0.82cm2取EI28磁芯 A E=86mm2(3). 參數計算N=V2Min(1-D Max)/(V In*D Max)=25(1-0.48)/(100*0.48)=0.2708I PK=2P0/(V In D Maxη)=2*30/(100*0.48*0.85)=1.47AL P=V In D Max/(I PK f)=100*0.48/(1.47*55*103)=0.6mHN S＞N*I PK*L P/(△B*A E)=0.2708*1.47*0.6*10-3/(0.18*86*106)=15.4 T S取N S=16T SN P=N S/N=16/0.2708=59.08取N P=60T SN F=V F N S/V2Min=18*16/25=11.5 T S (SG6840 AUX電源V F=18V)取N F=12T S(4). 線徑計算I PK RMS=I PK(D Max/3)1/2=1.47(0.48/3)1/2=0.59AΦN P=(I PK RMS/Jπ)1/2*2=(0.59/4*3.14)1/2*2=0.43mm取ΦN P=0.45mmΦN S=(I0/Jπ)1/2*2=(1.25/4*3.14)1/2*2=0.63mm取ΦN S=0.65mm取ΦN F = 0.35mm以上計算所得參數需經驗證,以確保窗口面積是否合適,可適當調整.為讓系統在整個電壓範圍內工作穩定,效率最高,電感量需作进一步调整,使其在整个电压范围内,两种工作模式(连续模式﹑不连续模式)都有跑到.最终电感量调整在1.25mH.。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
Flyback计算公式(现成)
初級參數 輸入 輸入電壓（V） 输出电压（V） 输出电流（A） 效率（%） 工作頻率（Hz） 最大占空比（Duty） Vac min Vac max Vout Iout η f Dmax 90.00 264.00 36.00 3.00 0.83 65000 0.50 輸入電壓（V） 輸出功率（W） 输入功率（W） 初级最大平均电流（A） 周期 (sec) 最大导通时间 (sec) 電流连续式 (K=IP(L) / IP(H)=0.4~0.6) 0.5 電流斷续式 (K=0) 斷續式初级峯值电流（A） 初级連續电流 IP(H)（A） 初级連續电流 IP(L)（A） 斷續式电感量（mH） 連續式电感量（mH） 有效磁芯截截面（cm2） 磁感应强度（Gauss） 斷續式初級有效電流（A） 連續式初級有效電流（A） 输出电压上限(+5%)（V） 輸出整流管順向壓降（V） 辅助电压（V）
辅助电压整流管順向壓降（V）
計算結果
Ae ΔBm Irms Irms VOUT max VF Vb VF IS(PK) IS(H) IS(L)
1.25 2000 2.05 1.81 37.8 0.98 13.0 1.2 12.00 8.00 4.00
斷續式初级匝数（Turn） 連續式初级匝数（Turn） 斷續式初级线径（mm） 連續式初级线径（mm） 次级参数： 斷續式次级匝数（Turn） 連續式次级匝数（Turn） 斷續式辅助匝数（Turn） 連續式辅助匝数（Turn） 斷續式次級有效電流（A） 連續式次級有效電流（A） 斷續式初级线径（mm） 連續式初级线径（mm）
斷續式次级峯值电流（A） 次级連續电流 IS(H)（A） 次级連續电流 IS(L max Pout Pin Iin(DC MAX) T Ton IP(PK) IP(H) IP(L) LP LP Np Np DNp DNp Ns Ns Nb Nb Irms Irms DNs DNs
变压器设计公式
变压器设计公式
变压器是一种用于改变电压和电流的电力传递设备。
根据电气原理，变压器的设计可通过以下公式计算：
1.磁通密度（B）的计算：
变压器的磁通密度可通过下述公式计算：
B=(V*10^8)/(4.44*f*N*A)
其中，B为磁通密度，V为变压器的电压，f为电源频率，N为变压器的匝数，A为磁路截面积。
2.爬电和感应电压（U）的计算：
变压器的爬电和感应电压可通过以下公式计算：
U=K*h
其中，U为爬电和感应电压，K为一个与环境条件相关的常数，h为绕组的高度。
3. 铁损耗（P_fe）的计算：
变压器的铁损耗可通过以下公式计算：
P_fe = K_fe * B^2 * V^2 * f * 10^(-7)
其中，P_fe为铁损耗，K_fe为一个与材料特性相关的常数，B为磁通密度，V为电压，f为频率。
4. 铜损耗（P_cu）的计算：
变压器的铜损耗可通过以下公式计算：
P_cu = (R1 + R2) * I^2
其中，P_cu为铜损耗，R1和R2为绕组的电阻，I为负载电流。
5. 总损耗（P_total）的计算：
变压器的总损耗可通过以下公式计算：
P_total = P_fe + P_cu
6.转变比（k）的计算：
变压器的转变比可通过以下公式计算：
k=V2/V1
其中，k为转变比，V2为输出电压，V1为输入电压。
以上是变压器设计过程中常见的计算公式，每个公式的参数可能会有所不同，具体根据设计要求和材料特性进行调整。
反激式变压器设计公式
Cin ´ fs
fig 1. DC Link Cap Voltage
5. Type SMPS Max. Duty Duty_max= 6. Calculated values tsw= ton_max= Iin_dc_avg= Ipk=
0.45
tsw =
us us A A
1 fsw
14.28571 6.428571 0.7 3.1
ton _ max = tsw ´ Duty _ max
A=B=C
Ipk
A C B
7. If the above Ipk is too high type lower Ipk Ipk_mosfet= 2.5 A
Pin Iin _ dc _ avg = V min Iin _ dc _ avg Ipk = 2 ´ Duty _ max
Vo 3.466666667 5.55 7.633333333 9.716666667 11.8 51.38333333 -0.7 -0.7
1쪽
Flyback Transformer (3)
DCM case Iin_rms= Id_rms= Awi= Awgp= Awgs= 0.735867 4.76049 36.46443 0.432882 1.101022 A A mm^2 mm mm
Ipk _ ini
Ipk _ sps
Iin _ dc _ avg
Duty _ max
ton _ max
Ipk_ini= ΔI=
0.6 A 1.9 A
Ipk _ ini = Ipk - Ipk _ sps
tsw
fig 2. CCM & DCM
Vin ´ ton _ max 8.Calculated Lm value Lm = DI Lm= 302.5 uH :According to the desired operating mode(fig2. A:DCM or C:CCM), change the Ipk_mosfet. If you want DCM, increase Ipk_mosfet. : If you want CCM, decrease Ipk_mosfet.
Flyback变压器绕制方法对漏感及Spike的影响
Flyback变压器绕制方法对漏感及Spike的影响
这是一个我以前做过的充电器，Flyback架构，输入220Vac，输出24V，2A。
变压器包含一个原边绕组，一个副边绕组及一个辅助电源绕组。
为了减小漏感以尽可能降低开关管Spike，特将变压器绕制方法作如下比较。
1.首先，由于原边匝数较多，将其分为二个部分，按下图方法绕制：
此变压器L＝224uH,Lo=14uH,Spike波形如下，大小为243V
2.不分开原边，将副边绕组分成两个并联的绕组绕制：
其L=214uH,Lo=9uH,Spike变为181V
3.结合1与2的方法
其L=214uH,Lo=5.7uH,Spike=125V
以上结果表明，交叉换位越彻底，漏感越低。
但需要切记的是，交叉换位的程度并不是说分得越多越好，分得太多有时会适得其反。
关于此部分的理论分析，有机会再贴。
（写公式太累了）。
Flyback变压器自动计算表格(含反向验证)
输入电压Vin（V）输出电压Vo（V）输出电流（Io）二极管压降V f （V）开关频率fs（Hz）451210.4350000副边极限电流ΔIsmax（A）副边电感量Ls=Lp/n 2(uH)匝数比n=Np/Ns磁截面积Ae（mm 2）磁通密度ΔB（T）2.39309523825.00945181.09523809511.40.25占空比DVo+Vf（V）23.18%12.4ΔI SB （A）D off =1-DLs=Lp/n 2（uH）1.08819206476.82%25.0094518副边峰值电流ΔIsp（A）工作状态1.846CCM模式副边实际峰值电流计算由公式Io=ΔIo*ΔTs/2,可得ΔTs=2Io/ΔIo；将ΔI SB 公式代入ΔIo，ΔTs代替D off ，得到ΔTs=[1、当D off >ΔTs时，在t off 时间内，电感可以完成放电,电路工作在DCM状态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*2、当D off =ΔTs时，在t off 时间内，电感刚好完成放电，因此，电路工作在DCM/CCM模式临界点，3、当D off <Δts时，在toff 时间内，若放电电流从0开始变化，无法提供足够的能量，因此存在直流 此时ΔI SP =ΔI SB +ΔIs，∵ 根据梯形体积公式Io=[ΔIs+（ΔI SB +ΔIs）]*D off /2,得到ΔIs=Io/D off -ΔI SB /2 ∴ ΔI SP=ΔI SB +ΔIs=Io/D off +ΔI SB /2已知量原边、副边极限电流计算（磁饱和电流由公式Ns=Ls*ΔIsmax/(ΔB*Ae)，可得ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）占空比计算由公式n=Vin/(Vo+Vf)*D/(1-D)，可得D=n(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)临界状态电感输出峰值电流计算由公式Ls=(Vo+Vf)*D off /(ΔI SB *fs)，可得ΔI SB =(Vo+Vf)*D off /(Ls*fs)原边匝数Np副边匝数Ns原边电感量Lp（uH）232130副边峰值原边峰值原边极限电流ΔIpmax（A）1.8461.6852.185开关关闭时间占比D off =1-D 电流变化时间占比ΔTs76.82%118.82%I OB （A）Ts代替D off ，得到ΔTs=[2Io*Ls*fs/（Vo+Vf）]0.5态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*ΔTs/(Ls*fs)；在DCM/CCM模式临界点，此时ΔI SP =ΔI SB ；足够的能量，因此存在直流分量，电路工作在CCM模式下，o/D off -ΔI SB /20.41795704和电流）ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）/Lsn(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)+Vin)临界状态输出电流计算I OB =ΔI SB *D off /2。
变压器的标准设计流程(flyback变压器计算方法)
CCM模式【步骤一】输入变压器设计规格输入input Vin(min)输入电压DC Vin180输出功率Pout100输出电压Vout112效率Eff0.88最大占空比Dmax0.4495频率f120计算匝数比N 1.312281043最小导通时间Dmin0.254734357【步骤二】DCM/CCM临界输入电流平均值Ii0.631313131输入电流增量△Ib 2.808957203临界感值Lb0.240035697第三步：初步选取感值【步骤三】以CCM计算在Ts周期内输入平均电流Is0.631313131ton内平均电流值Iavg 1.404478601分割比P=Iavg/Ip1分割比P2最小电流值Ip10.702239301最大电流值Ip2 2.106717902ton内电流增量△Ipp 1.404478601原边电感Lp0.480071394【注解1】设计时不用过分关心原边电感Lp，因为Lp与Lg成反比，可以人为通过调整气隙大小Lg而改变Lp，一般取值为临界电感【注解2】当使用反激架构设计超大功率变压器时(>200W)，考虑到原边峰值电流过大，可以人为地调小“分割比”(取值在1～2之【步骤四】计算AP，选取磁心和骨架窗口和磁心截面乘积AP0.303805978PC40 100C时 Bs=0. 39T Bmax0.293【CORE】PC40EER28-Z Ae82.1【BOBIN】BEER28-1110CPFR Aw114le64每匝长度lw52.2Ve5257电流密度J5绕组系数Ku0.2【步骤五】计算变压器原副边匝数，气隙大小，辅助绕组匝数原边匝数Np42.04374919取42Ns32.00533927取整32气隙lg0.379092687辅助绕组输出电压Vr17.5辅助绕组匝数Nr 5.00083426取整5【步骤六】计算电流的有效值原边电流最小值Ip10.702239301原边电流最大值Ip2 2.106717902原边电流的有效值Ip(rms)0.980078874副边电流最大值Is1 2.764605966副边电流最小值Is20.921535322副边电流的有效值Is(rms) 1.423317197【步骤七】选择绕组线径趋肤深度d0.190814264原边所选线径d10.35有效面积S10.096211194原边有效电流面积Sp=Ip(rms)/J0.196015775副边所选线径d20.35有效面积S20.096241819副边有效电流面积Ss=Is(rms)/J0.284663439辅助绕组所选线径d30.35有效面积S30.096211194窗口系数Kw0.15615799实际窗口系数Kw0.15615799【步骤八】计算损耗和温升原边铜损Pcu0.134217295副边铜损Pcu0.215670382Pfe 2.15537Ptotal 2.505257677△T 6.093268625【作者】严晓方 【更新日期】2006-11-30【说明】设计者填写绿色内容，其他自动生成Vin(max)430VW【注解】 110+2(2V 为输出整流二极管RHRP860的电压压降) 【注解】这里一般选取值为0.8KHzN ＝Vin*Dmax/(V0*(1-Dmax))Dmax/{(1-Dmax)*(Vinmax/Vinmin)+Dmax)}A Po/(EFF*Vin)A 2*Ii/DmaxmH Vin*Dmax/(△Ib*f)A Is=IiAIavg=Is/Dmax 【注解】这里一般选取值为2:1P=Iavg/Ip1A Ip1=Iavg/PA Ip2=2*Iavg －Ip1A △Ipp=Ip2-Ip1mH Lp=Vin*Dmax/(△Ipp*f)cm4AP=(Pt*1e4)/(2deltB*f*J*Ku)mm2mm2mm mm mm3A/mm2，【注解】根据散热方式可取3～6，一般设定值为5A/mm2 【注解】这里一般选取值为0.2Np=Lp*Ip2/(Bmax*Ae)Np=Vin(min)*Dmax/(△Bac*Ae*f)取定Np,Ns ，计算实际的Dmax 、DminT 【注解】Bmax M模式下变压器的设计流程【注解】最初设计选择0.45，在选定Np 、Ns 计算出实际的Dmax 后返代回进行运算反比，可以人为通过调整气隙大小Lg 而改变Lp ，一般取值为临界电感值Lb 的2倍。
Flyback变换器各主要器件设计推算
Ipmax
D
Ton
)电电电电
Vs Ip Vp Vin
B
D C R
C
Is C
B
Vb E
A
Vce
A
1
2
3
4
二、变压器Np、Ns、Lp的计算 Np、Ns、Lp的计算
• 1。初级匝数Np Vin=Np*（∆φ/∆t）=Np*（∆BAe/Ton） =》Np=VinTon/∆BAe 。。。。（1） ∆B取0.65Bs（一般Bs不超过0.5T) =》∆B=0.32T Vin取输入电压最小值 Ton=δmax*T
• (19)-(20)式得: Ismin=Io/(1- δmax)- (VinTon/2Lp)*(N1/N2) …… (21) Ipmin=Ismin*N2/N1=(N2/N1)*Io/(1- δmax)VinTon/2Lp ……(22) 将(22)代入(18)： Ipmax=VinTon/Lp+{(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]Vin/2Lp} =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+VinTon/2LpF =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+Vin δmax/2LpF 推算完毕。很显然Id=Ismax=N1Ipmax/N1 =1/(1- δmax)*Io+(Vin δmax/2LpF)*(N2/N1) ……(23)
五.输出整流二极管Id、Vd的计算 输出整流二极管Id、Vd的计算
• Id=Ismax=n*Ipmax 这是一种算法，但是并不直观。因为设计 者往往先已知输出电流Io,所以我们要找出Id 与Io之关系。
关系图
• 求面积： Io=1/2*Ismax*toff =>Ismax=2Io/(1-δmax) =>Id=Ismax=2Io/(1-δmax) …… (14) Vd=Vo+Vin/n ……(15) 总结：Ipmax也可用Io来表示 Ipmax=Id/n=2Io/(1-δmax)*(1/n) ……(16)
Flyback开关电源变压器设计方法
在低压满载情况下，初级绕组线圈中电流包含直流分量和 交流分量，分别形成直流磁通密度 Bdc 和交流磁通 Bac， 如图 5。
Po *106 .......(11) 2* * K0 * KC * f S * Bm * j
若 APp Ae * Aw ，说明磁芯可以使用。 （11）式中， K0 为窗口铜填充系数，一般取 0.4； Kc 为磁芯填充系数，对铁氧体磁芯一般取 1； Bm 为变压器的工作磁芯密度，查找磁芯参数表，一般取 100℃下的 ( BS Br ) *0.6 ，Bs 为磁芯饱和磁通密度，Br 为磁芯剩余磁通密度。 J 为电流密度，自然散热下<5A/mm2（CLASSA 要求） ， <7A/mm2（CLASSB 要求） ，一般取 5A/mm2。 6) 计算初级、次级、辅助绕组匝数和气隙长度 其中， 图5
压降 Vf 的二极管。
低电压输入时，从轻载到重载，变压器经历 DCM—BCM —CCM 的模式切换； 高电压输入时，从轻载到重载，变压器一直工作在 DCM 模式。 输出功率较小时，系统始终工作在 DCM 模式。 通常， Po<10W，取 K=1； 10W<Po<20W，取 K=0.8~1； 20W<Po<30W，取 K=0.6~0.8； Po>30W，取 K=0.4~0.6 K 值的选取越大，电流上升的速率 Kimos 就越快，一般要 求该值不大于 MOS 管上升速率或下降速率的 1% （如 4N60，上升时间和下降时间最大为 100ns，则其最小速率 为 40A/us，Kimos 不应超过 0.4A/us） 。 选取 K 值后，低压满载时初级线圈中Δ Ip，Ipp 和平均电 流 Ipa 有如下关系，如图 4：
2 I 2 DMAX I a 12 I a DMAX ................................................(20)
Flyback 工作原理及变压器设计(10.22)
7 计算气隙lg lg=0.4Pi×Lp×Ip2/Ae×△B2或者 lg=0.4Pi×Np2×Ae×10-8/Lp 对于反激：气隙不宜超过1mm,超过的话会导致漏感大, 对EMI 和开关管的Spike不利,气隙超过1mm,意味着变 压器不足以满足该功率。 8 根据J=Irms /3.14×r2 选择导线的线径 考虑趋肤效应的损耗，选择的导线线径应该小于2倍 的趋肤深度，一般线圈的温度在70oC时 ， △=7.09/f1/2 (cm) ,100oC时，△=7.65/f1/2 (cm) 。
• • • • • • • •
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di IN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
• 第二节. 工作原理 • 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流 之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke. 电路的工作原理如下: • 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 2 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与 Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能 量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向 电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通. 反激式转换器之稳态波形如图2.
400W反激总结 flyback变压器设计
输出功率输出电压输入电压最大输入最小输入200W 12.5V 48V~80V 125V 24V 100Khz 1.5倍希望80V满载时电感电流连续（1.5倍最大电感电流）
计算步骤
5：2
最大占空比为0.58；计算方法公式一3.1uH 计算方法参考公式二。
47A 计算方法参考公式三
2预设值，根据匝比选择，并根据最终计算结果做修正196
毫米平方，计算方法参考公式四选择TDK PC44PQ35/35Z-12
0.2计算48V输入电压下的值,参考公式五1.4通过TDK磁芯材料datasheet，可以计算出计算出最优铜损，参考公式六0.3
参考公式七
总结从铜损和铁损数值可知，磁芯体积可以减小，增加匝数。
减小铁损，增加铜损。
计算ΔB 副边励磁电感ΔI
计算铁损原副边绕组比例
总铜损
电感电流最大值选择副边匝数Ns 磁芯有效截面积Ae
选择磁芯已知值
设定值
原副边匝比副边励磁电感量开关频率设定由模块的体积决定，与模块开关频率
最大占空比0.62、希望用200V的mosfet，那么主管最高电压
1、当输入为24V时，占空比不超过0.6，从而
最大电感电流）；会影响电流有效值和电容选择
据最终计算结果做修正
疑问1：磁芯的形状选择
疑问2：Ae和Aw是否已由厂家决定
可以计算出
小铁损，增加铜损。
与模块的体积成反比
高电压值为150V，同样可以计算出匝比，从而计算出变压器匝比。
FLYBACK变压器设计公式
1、确定电源规格输入电压V in输入电压变动范围170264输入频率输出电压V O(V) 5.2输出电流I O(A)15 2、确定D和f0最大占空比D max0.4基准振荡频率f min(KH Z)100 3、输入直流电压输入直流电压范围V1(V)201.62373.296 4、I1p、N12和L1的计算输出电流保护点19.5输出整流二极体正向压降V f(V)0.5输出滤波电感正向压降V L(V)0.3变压器二次侧电压V2(V)6变压器二次侧输出功率P2(W)117变压器效率0.95I1b与I1p的比值K0.6流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.908880176周期T(mS)0.01截止时间T OFF(mS)0.006一二次线圈匝数比N120.044638429导通时间T ON(mS)0.004一次侧线圈电感量L1(mH) 1.056221352 5、磁芯的确定磁芯的有效截面积S m(mm2)107最大磁通密度B max(Gauss)3000 6、N1和N2的计算二次线圈的圈数N2 2.230000205一次线圈的圈数N160 7、变压器的计算流经一次线圈电流的最小值I1b(A) 1.135646346流经一次线圈电流的有效值I1rms(A) 1.015541619流经二次线圈电流的最小值I2b(A)15.17981949流经二次线圈的最大电流I2p(A)28.58689468流经二次线圈电流的有效值I2rms(A)17.59532966电流密度I d(A/mm2)线圈有效截面积S(mm2)S=I rms/I d 8、变压器的验证二次线圈的圈数N23一次线圈的圈数N160一二次线圈匝数比N120.05导通时间T ON(mS)0.003731111流经一次线圈的最大电流I1p(A) 2.138668546I1b与I1p的比值K0.531006241最大磁通密度B max(GS)2498.444563 9、高压时的确认导通时间TON(mS)0.002432617最小占空比D min0.243261652 10、开关管选择所需承受电压V CEmax(V)622.16所需承受电流I Cmax(A) 2.138668546 11、输出整流二极体选择所需承受反向电压V Fmax(V)31.108所需承受正向电流I Fmax(A)50一般为(1.2~1.4)I O一般为0.5~0.6之间0.050.75360自然冷却时取1.5-4A/mm2风扇冷却时取3-6A/mm2。
flyback原副边电流关系 -回复
flyback原副边电流关系-回复[flyback原副边电流关系]本文将通过一步一步的方式回答关于flyback变压器原副边电流关系的问题。
Flyback变压器是一种常见的开关电源变压器，常用于电子设备中的DC-DC转换器。
在使用和设计中了解并掌握flyback变压器的原副边电流关系对于电源系统的性能和稳定性非常重要。
第一步：flyback变压器原副边电流的基本概念Flyback变压器由一个主电感、副电感、开关管以及用于储能和输出的电容组成。
其原副边电流是指主电路和副电路中的电流大小。
在flyback变压器中，主电流由开关管的导通和截止控制，而副电流则通过副电感和输出电路驱动。
第二步：flyback变压器主副边电流的关系原副边电流之间的关系可以通过以下公式来表示：I_pri * N_pri = I_sec * N_sec其中，I_pri是主边电流，N_pri是主边匝数；I_sec是副边电流，N_sec 是副边匝数。
这个公式可以理解为，原副边电流的乘积等于原副匝数的乘积。
这说明原副边电流的比例与原副匝数之间存在直接关系。
第三步：主副边电流关系对flyback变压器性能的影响原副边电流的关系决定了flyback变压器的功率传递效率和输出电流能力。
当原副边电流的比例改变时，变压器的电压传递比也会发生变化。
通过调整原副功率，可以改变输出电压和电流的大小。
例如，如果原副边电流的比例增加，输出电流也会随之增加。
这种情况下，变压器的输出功率将增加，但功率传递效率可能会降低。
因此，在设计flyback变压器时，需要考虑原副边电流的关系以及其对性能的影响，从而实现所需的功率转换和电流控制。
第四步：flyback变压器电流波形的分析除了原副边电流的比例关系外，还需要对flyback变压器的电流波形进行分析。
主电流和副电流的波形在各个工作状态下都有所不同，这也直接影响了变压器的功率损耗和效率。
在变压器的开关管导通期间，主电流会直流增加。
flybuck变压器计算
0.57
mm
0.74
A
(K 2 2 +K 2 +1)(1-Dmax) 3 31.变压器次级边第二路线径(连续状态下)： Is2(rms)=Is2
0.33
A
DS2=
4Is2(rms) πJ
0.29
mm
32.次级边第二路的电流峰值(断续状态下)：
Is2= 2PO2NPS2 2 T LP
0.56
A
33.次级边第二路的电流持续时间(断续状态下)： T2=2I02*T/IS2= 34.次级边第二路的电流有效值(断续状态下)：
2.63
US
34.次级边第4路的电流有效值(断续状态下)：
Is3(rms)=Is3
35.变压器次级边第4路线径(断续状态下)：
T3 3T
0.23
A
DS3=
最后变压器参数 线圈 原边 次级边第一路 次级边第二路 次级边第三路 次级边第四路
4Is3(rms) πJ
0.24
mm
交值电流比 K 0.30 K1 0.06 K2 K3 K3 -0.65 -0.65 -0.80
(K32 +K3 +1)(1-Dmax) Is3(rms)=Is3 3
31.变压器次级边第三路线径(连续状态下)：
0.33
A
DS3=
4Is3(rms) πJ
0.29
mm
32.次级边第三路的电流峰值(断续状态下)：
Is3= 2PO3NPS32 T LP
0.56
A
33.次级边第三路的电流持续时间(断续状态下)： T3=2I03*T/IS3= 34.次级边第三路的电流有效值(断续状态下)：
3.59
Flyback-工作原理及变压器设计(10.22)解析
• 推算反射电压(Vref)：Vo/Vref=N2/N1 , Vo/Vin=D*Ns/(1-D)Np • ∴Vref=Vin*D/1-D • Vce(max)=Vref+Vin+Vspike • =Vin/1-D 经验flyback Vce<=2.2Vin.(当Dmax <0.4)
• 反激式变换器一般工作于两种工作方式 • 1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有 能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端. • 2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转 换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末 保留到下一个ton周期的开始.
Flyback 工作原理及变压器设计
Part one： Flyback 工作原理
• 一、反激式转换器的优点有: • 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此 适合多组输出要求. • 2. 转换效率高,损失小. • 3. 变压器匝数比值较小. • 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有 较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.
• • • • • • • •
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
FLYBACK 变压器设计
单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。
2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。
反激电压由下式确定：V f=V Mos-V inDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
N p/N s=V f/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin・D Max=V f・(1-D Max)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。
若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式：1/2・(I p1+I p2)・D Max・V inDCMin=P out/η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：L p= D Max・V inDCMin/f s・ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。
可由A w A e法求出所要铁芯：A w A e=(L p・I p22・104/B w・K0・K j)1.14在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量，单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4K j为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
flyback变压器设计步骤
I P I DC L f DMAX VinMIN
②
把②式代入①得：
P0 1 I DC I P DmaxVinMIN 2
若DCM或临界时，IDC=0， 在CCM时，一般取IP=3IDC
原边电流有效值计算公式
如图2，设IP为△I的中点，则IC的电流波形 可以近似的表示为：高度为IP，宽度为DT的 方波（如图3），则有：
VDS ( MAX ) (VOUT VD ) N P 2 Vin(max) Vl NS
(5 0.6) 40 1.414 264 Vl 448 V Vl 3
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
Ic(Q12)波 形： 图2 原边开关管电流波形
IDC
IP Ic(Q12)近 似波形： A1 A2 图3 电流等效波形 Iin
反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f， 在最大占空比时，当开关管开通时，原边电 流为IDC；当开关管关断时，原边电流上升到 IP，根据能量守恒：
PIN VIN I IN
I IN 1 T
PO
DT
0
I P dt D I P
I C Q1
I P 0～DT
0DT～T
则流过Q12的电流有效值为：
I C RMS 1 DT 2 1 T 2 I C Q1 dt I C Q1 dt 0 T T DT
P 1 2 2 I P I DC L f 0 2
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输入最低AC电压Vmin90（V）1、输入输出条件输入最低DC电压Vmin117（V）
输入最高AC电压Vmax264（V）
输入最高DC电压Vmax343.2（V）
变压器效率μ0.85
输入最大功率Po13.2706（W）2、最大电流电压最大占空比Dmax0.4
MOS最大峰值电流I1p0.56712（A）
一二次的匝比：N1 / N216.595716.5
3、感量及匝数最高工作频率Fmax65（kHz）
周期T15.3846（μS）
一次侧线圈电感量L1 1.26957（mH）
1.3
一次侧辅助线圈的电压N312（V）
二次侧辅助线圈的电压N412（V）3、输入、输出电容输入允许波动电压30（V）
输入电容量Cin30.2464（μF）
输出最大电压Vo 4.2（V）
次级输出电压V2 4.7（V）
输出最大电流Io2（A）
输出保护电流I2 2.4（A）
输出最大功率Po11.28（W）
DIODE最大峰值电流I2p8（A）DIODE最大峰值电压V2p34.66666667（V）
磁芯的有效截面积S m23（mm2）最大磁通密度B max2800（Gauss）
一次线圈的圈数N1114.4805748112
二次线圈的圈数N2 6.7878787887
一次侧辅助线圈的圈数N320
二次侧辅助线圈的圈数N420
输出允许波动电压Vripple300（mV）输出允许波动电流Iripple 2.38656137（A）输出电容的容量C1230.769231（μF）输出电容的ESR值125.7038699（mΩ）。