直流滤波电感设计
直流滤波电感
图1为正激式开关电源的输出滤波器L f C f，其中，滤波电感h的作用是使负载电流波动减小，滤波电容Cf的作用是使输出电压的纹波减小。
当负载突减时，滤波电容储能；负载突增时，电容C f上的储能首先向负载补充能量，以减少输出电压的峰一峰值。
在一个周期内（Ts＝TON+Toff），滤波器的稳态分析如下：图1 正激式开关电源的输出滤波器LfCf假设正激式转换器工作在电流连续模式，电感电流近似为三角波，其平均值为ILf，由图1可知：由式（1）可知，△iLf｛决定了电感L￡的取值大小。
Lf的下限由ΔiLf的最大值决定，增大Lf可以使电流的波动减小；但当负载变化时，不能快速响应；故Lf的上限由开关电源的瞬态恢复时间所限制。
对于电感Lf电流的纹波所引起的输出电压纹波的分析，以正激式开关电源为例：假设平均电流ILf流人负载电阻，产生输出电压Uo。
，ΔiLf流人电容，产生输出电压纹波△Uo。
ΔUo主要由两部分组成：一是电容Cf充电和放电引起的纹波△Uo1；二是电Cf的ESR引起的纹波△Uo2。
在图1中，电流iLf波形在平均电流ILf上部阴影部分的三角形面积给出在［DuT．/2，（1—DU）Ts/2］时间间隔内电容Cf的充电电荷△Q，可得（1—DU）Ts/2］时间间隔内电容Cf的充电电荷△Q，可得△Q＝△；LfTS／8在实际的转换器中，由于一般滤波电容Cf的值很大，△Uo2往往远大于△U01。
而且值得注意的是，整流二极管的反向恢复电流和漏感等导致的电感电流尖峰，同样会通过电容的ESR引起输出电压噪声。
例：设已知正激式开关转换器的参数为：输人电压Ui＝180～264V，输出电流Io＝30 A，△iLf＝6A，fs＝150 kHz，Ts＝6.67 μS，最大占空比Du max ＝0.45，U。
＝5 V，整流二极管的正向压降Uf＝0.5 V。
已知DU max＝0.45，可以得到最小占空比Du min＝0.306，此时对应由式（2）可得取电流峰值ILf（pk）＝40 A（考虑启动、短路等恶劣情况），选取EC35（铁氧体3C81）磁心、Ac＝0.483cm2，气隙为0.15 cm，100℃时，Bm ＝0.33T，则根据式（6－8）可得。
非常详细的共模电感及滤波器的设计!(转载)精选全文完整版
⾮常详细的共模电感及滤波器的设计！（转载）看点1 ⼏个简单的实例测验与分析！01 这是⼀个共模电感，如下测量，你觉得测得的电感量是多少？可能有⼀部分会答错。
下⾯来说明⼀下我们知道共模电感的绕法有两种，1 双线并绕，2 两组线圈分开绕。
我们知道共模电感的绕法有两种，1 双线并绕，2 两组线圈分开绕。
1 双线并绕2 两组线圈分开绕正确的答案应该是10mH，下图所⽰。
⼀楼所⽰的测量和如下测量⼀致。
如仍有怀疑，可找个电感测量⼀下便知。
可以理解成两个电感并联，事实上就是两个电感并联，计算结果和测量结果是⼀样的。
两种绕法有何特点？1 双线并绕有较⼩的差模电感有较⾼的耦合电容有较⼩的漏感2 两组线圈分开绕有较⼩的耦合电容有较⾼的漏感因此要根据实际应⽤情况选择绕法。
02 再看看这样测量出来的电感量是多少？为什么？有的⼈可能会回答0mH，有的⼈可能会回答20mH，有的⼈可能会回答10mH。
不过很遗憾都不是，正确的答案L=40mH。
如下图，按右⼿法则已标上电流⽅向和磁通⽅向，从图中可以看出两个线圈的磁通的⽅向是相同的，也就是说磁通是增加的不是相互抵消。
根据磁环电感量计算公式式中：N = 圈数， Ac = 截⾯积， 分母 Mpl = 磁路长度。
注意 N 有平⽅的，⼀组线圈的圈数是N， 则两组线圈的圈数是 2N，将2N代⼊到公式中分⼦有 4N2， 也就是说电感量为 4 倍。
本例则为40 mH。
03 再看看这样测量得到的电感量应该是多少？这样测得的是什么电感量？这个估计很多⼈都知道是0mH，没错，理想状态下就是 0mH。
实际共模电感总有漏感、或差模电感成份，因此按此连接测量得到的数值就是漏感或者叫差模电感。
共模电感中漏感和差模电感是⼀回事，可以称漏感也可称差模电感。
⼀般做得好点的漏感在1-2%左右。
但有时候会特意将差模电感和共模电感做在⼀起，这时候的差模电感量就按实际需要做了。
看点2 共模电感“Z”字形符号是代表什么？共模电感的这个符号应该很常见吧，但是符号中的的 “Z” ⼀样的符号该怎么读？估计很少有⼈知道。
直流电路滤波设计
直流电路滤波设计
直流电路滤波设计是电子工程中常见的一项任务，其目的是去除直流电中的交流成分，使输出电压更加稳定。
下面是一些常见的滤波设计方法：
1. 电容滤波：在电路中添加电容器，可以过滤掉交流成分，只让直流电通过。
电容的容值越大，滤波效果越好。
但需要注意的是，过大的电容可能会导致电路的启动时间延长。
2. 电感滤波：在电路中添加电感器，可以阻止交流成分的通过，只让直流电通过。
电感的感值越大，滤波效果越好。
但需要注意的是，过大的电感可能会导致电路的输出电压降低。
3. RC 滤波：在电路中同时添加电容器和电阻器，可以组成 RC 滤波器。
RC 滤波器可以在滤波的同时控制电路的时间常数，使输出电压更加稳定。
但需要注意的是，RC 滤波器的滤波效果可能会受到电阻值和电容值的影响。
4. LC 滤波：在电路中同时添加电感器和电容器，可以组成 LC 滤波器。
LC 滤波器可以在滤波的同时提供更好的高频衰减效果，但需要注意的是，LC 滤波器的设计比较复杂，需要考虑到电感和电容的匹配问题。
在进行直流电路滤波设计时，需要根据具体的应用场景选择合适的滤波方法。
同时，还需要考虑到滤波器的成本、尺寸和效率等因素。
直流电源EMI滤波器的设计原则、网络结构、参数选择
直流电源EMI滤波器的设计原则、网络结构、参数选择1设计原则——满足最大阻抗失配插入损耗要尽可能增大，即尽可能增大信号的反射。
设电源的输出阻抗和与之端接的滤波器的输人阻抗分别为ZO和ZI，根据信号传输理论，当ZO≠ZI时，在滤波器的输入端口会发生反射，反射系数p＝（ZO－ZI）／（ZO＋ZI）显然，ZO与ZI相差越大，p便越大，端口产生的反射越大，EMI信号就越难通过。
所以，滤波器输入端口应与电源的输出端口处于失配状态，使EMI信号产生反射。
同理，滤波器输出端口应与负载处于失配状态，使EMI信号产生反射。
即滤波器的设什应遵循下列原则：源内阻是高阻的，则滤波器输人阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
负载是高阻的，则滤波器输出阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
对于EMI信号，电感是高阻的，电容是低阻的，所以，电源EMI滤波器与源或负载的端接应遵循下列原则：如果源内阻或负载是阻性或感性的，与之端接的滤波器接口就应该是容性的。
如果源内阻或负载是容性的，与之端接的滤波器接口就应该是感性的。
2 EMI滤波器的网络结构EMI信号包括共模干扰信号CM和差模干扰信号DM，CM和DM的分布如图1所示。
它可用来指导如何确定EMI滤波器的网络结构和参数。
EMI滤波器的基本网络结构如图2所示。
上述4种网络结构是电源EMI滤波器的基本结构，但是在选用时，要注意以下的间题：l）双向滤波功能——电网对电源、电源对电网都应该有滤波功能。
2）能有效地抑制差模干扰和共模干扰——工程设计中重点考虑共模干扰的抑制。
3）最大程度地满足阻抗失配原则。
几种实际使用的电源EMI滤波器的网络结构如图3所示。
3电源EMI滤波器的参数确定方法a）放电电阻的取值在允许的情况下，电阻取值要求越小越好，需要考虑以下情况：第一，电阻要求采用二级降额使用，保证可靠性。
降额系数为0.75 V，0. 6 W。
根据欧姆定律可求出n＞（0.75Ve）2／（0.6 Pe）。
第二，经过雷击浪涌后有残压，其瞬时值一般在1000 V取值；其瞬时功率值不能超过额定功率值的4倍，也可求出R＞(Vcy)2／（4Pe）。
重点解析汽车音响直流电源滤波器的设计
1.汽车电气系统简述
近年来，随着汽车功能的不断增加和系统可靠性要求的不断提高，越来越多的电子控制单元(ECU)被引入到汽车设计中，汽车中的电气系统变得越来越复杂，已经成为汽车系统总成的核心。通常，汽车的电气系统分为供电系统和用电设备两部分。供电系统是指给用电设备产生、分配和传递电能装置的总称，它包括发电机、蓄电池、电线束、开关及继电器等，具有低压和直流的特点。汽车用电设备是指汽车电气系统中需要电源供给的设备，如：起动机、空调，音响，车灯，ABS等等，其所需的电能由两个电源供给，即：发电机和蓄电池。其具有单线制供电特点，即：所有用电设备均并联。蓄电池和发电机的电源正极和各用电设备只用一根导线相连，而电源的负极搭接到汽车底盘上，俗称负极搭铁，利用发动机体、汽车车架和车身等金属机体作为一公共电流回路。下图为一汽车的电气系统概要框图(见图1)。
a)源内阻是高阻的，则滤波器输人阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
b)负载是高阻的，则滤波器输出阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
根据ISO 16750-2和ISO 7637-2中对连续电源的内阻Ri的要求(见表1)：其应小于直流0.01Ω。对于低于400Hz的频率而言，连续电源内部阻抗应为Zi=Ri，对于不同的瞬态脉冲，Ri是不同的,参见下表中12V和24V供电系统的Ri。输出电压在0Ω负载到最大负载(包括窜入电流)之间的变化不应超过1V，它应在100us的时间内恢复其最大幅度的63%。叠加脉动电压Ur的峰值间应不超过0.2V，最低频率应为400Hz。
发电机是由汽车发动机拖动而工作的，在汽车正常运行时，发电机在汽车上是主要的供电电源，供给全车除起动机外的一切电气设备的电能，并将多余的电能向蓄电池充电，使蓄电池始终处于完好的荷电状态。蓄电池是供电系统的辅助电源，当发动机处于起动或低速运转时，发电机不能发电或发出的电压很低，此时点火系及其它用电设备所需的电能则完全由蓄电池供给。同时，当用电设备所需的功率超过发电机所输出的功率时，蓄电池与发电机共同向用电设备供电。
汽车音响直流电源滤波器的设计
汽车音响直流电源滤波器的设计1．汽车电气系统简述近年来，随着汽车功能的不断增加和系统可靠性要求的不断提高，越来越多的电子控制单元（ECU）被引入到汽车设计中，汽车中的电气系统变得越来越复杂，已经成为汽车系统总成的核心。
通常，汽车的电气系统分为供电系统和用电设备两部分。
供电系统是指给用电设备产生、分配和传递电能装置的总称，它包括发电机、蓄电池、电线束、开关及继电器等，具有低压和直流的特点。
汽车用电设备是指汽车电气系统中需要电源供给的设备，如：起动机、空调，音响，车灯，ABS 等等，其所需的电能由两个电源供给，即：发电机和蓄电池。
其具有单线制供电特点，即：所有用电设备均并联。
蓄电池和发电机的电源正极和各用电设备只用一根导线相连，而电源的负极搭接到汽车底盘上，俗称负极搭铁，利用发动机体、汽车车架和车身等金属机体作为一公共电流回路。
下图为一汽车的电气系统概要框图（见图1）。
图1汽车内的供电是低压电路的供压，属于安全电压范围，其额定电压有6V、12V、24V 三种。
目前汽油车普遍采用12V 电源，而柴油汽车则多采用24V 电源。
汽车发动机点火系和起动系统均由蓄电池供电，蓄电池为直流电源，因此，向蓄电池充电也必须采用直流电方式。
汽车里通常采用的硅整流交流发电机其本质是一台三相同步交流发电机，通过硅二极管整流后提供直流充电电流。
发电机是由汽车发动机拖动而工作的，在汽车正常运行时，发电机在汽车上是主要的供电电源，供给全车除起动机外的一切电气设备的电能，并将多余的电能向蓄电池充电，使蓄电池始终处于完好的荷电状态。
蓄电池是供电系统的辅助电源，当发动机处于起动或低速运转时，发电机不能发电或发出的电压很低，此时点火系及其它用电设备所需的电能则完全由蓄电池供给。
同时，当用电设备所需的功率超过发电机所输出的功率时，蓄电池与发电机共同向用电设备供电。
在发电机供电的情况下，电源系统中有很高的脉冲电流，随着不同用电设备的启用或关闭，在各个负载中的脉冲电流也相应变化。
直流滤波电感设计
直流滤波电感设计
一、直流滤波电感的基本原理
具体来说，当直流信号通过电感时，电感的自感性会导致电流的变化速度减慢，从而滤除高频成分；同时，电感的互感性也会使得电感对高频成分产生阻抗，进一步增强了滤波效果。
因此，电感在电子电路中被广泛应用于直流滤波。
二、直流滤波电感的设计方法
1.选择合适的电感值：电感的大小决定了其对高频信号的滤波效果。
一般来说，电感的值越大，对高频信号的滤波效果越好。
但是同时也要考虑到电感的大小对电路的稳定性和成本的影响。
因此，在设计中需要综合考虑这些因素，选择合适的电感值。
2.考虑电感的直流电阻：电感的直流电阻是电感中电流通过时产生的电阻。
由于直流信号是通过电感的主要信号，因此电感的直流电阻必须尽量小，以减小对直流信号的影响。
3.选择合适的电感材料和制造工艺：电感的材料和制造工艺也会对滤波效果产生影响。
一般来说，选择高导磁材料和适当的制造工艺，可以提高电感的工作效率和滤波性能。
4.保证电感的负载能力：电感在设计中也需要考虑其负载能力。
由于直流滤波电感通常工作在大电流环境下，因此电感的负载能力必须要能够满足电路的需求。
上述是直流滤波电感设计的一些基本原理和方法，通过综合考虑电感的电阻、直流电阻、材料和制造工艺等因素，可以设计出性能稳定、效果
良好的直流滤波电感。
在实际设计中，还需要根据具体的应用需求进行优化和调整。
基于STM32的SWISS整流器研究与设计
现代电子技术Modern Electronics TechniqueApr. 2024Vol. 47 No. 82024年4月15日第47卷第8期0 引 言SWISS 整流器由Kolar 教授在2011年首次提出，是一种具有输出直流母线电压可控、输出电压范围宽、输入电流谐波含量低、转换效率高的单向降压型三相PFC整流器[1⁃4]。
该整流器非常适用于有大功率需求的场合，在电动汽车充电、数据中心供电、大功率照明等领域具有广阔的应用前景[5⁃6]。
由于SWISS 整流器的拓扑结构提出相对较晚，相关研究内容较少，尚无专用的模拟控制芯片可以实现其功能，且模拟控制存在环路设计困难、电路设计复杂、功能不易扩展等缺点。
而采用数字控制的方式，可通过程序实现系统的环路控制，具有开发周期短、控制灵活、电路设计简单、方便进行数据监控等优点[7]。
为验证SWISS 整流器采用数字控制方案的可行性，本设计使用STM32F334控制器作为SWISS 整流器的控制核心，并制作400 V/1 000 W 样机对该方案进行验证。
1 系统方案设计采用数字控制的SWISS 整流器的设计分为硬件电路设计与软件算法设计两个部分。
硬件电路主要有主拓扑电路、控制器电路、驱动电路、采样电路以及保护电路；软件算法主要有闭环控制算法、PLL 锁相环算法以及采样滤波算法。
系统原理框图如图1所示。
DOI ：10.16652/j.issn.1004⁃373x.2024.08.017引用格式：刘新贺，马山刚，金福宝，等.基于STM32的SWISS 整流器研究与设计[J].现代电子技术，2024，47（8）：107⁃112.基于STM32的SWISS 整流器研究与设计刘新贺， 马山刚， 金福宝， 石进强， 祁延明（青海大学 能源与电气工程学院， 青海 西宁 810016）摘 要： SWISS 整流器具有输出功率高、输出电压可调、易高频化等特点，十分适合用于电动汽车大功率充电、数据中心、通信基站等大功率变换场合。
半桥变换器输出滤波电感电容的设计(杨苹老师学生)
原理拓扑和主要波形：
输出电感的设计
主输出和从输出的输出电感都不允许进入不连续工作模式，不连 续模式是从电感阶梯斜坡下降至零开始的，这种情况会在直流电流 下降至斜坡幅值的一半时发生。于是
d I = 2 I dc = V L Ton T = (V 1 V 0 ) o n L0 L0
而
V 0 = V1 (2 T on / T )
T
o n
则有：
=
V 0T 2V1
选取Ns，使Vds及相应V1最小值Ton为0.8T/2,于是
T on = 0 .8 T 2 = V 0T 2V1
即
V1 = 1.25V0
综上述 dI = 得
(1.25V0 V0)(0.8T /2) = 2Idc L0
0 .0 5V 0 T I dc
L0 =
如果最小电流 I dc 规定为额定电流Ion的1/10（通常 情况），则：
0 .5V 0 T .5V L0 = I on
以上L0、V0和T的单位分别为亨利、伏特和秒； I dc 为最小输出电流，Ion为额定输出电流，单位 均为安培。
参数确定：
已知：Ion=50A、T=50KHZ、V0=12V 代入公式得：
0.5*12 L0 = = 2.4*106 H 3 50*50*10
80×106 80×106 (80×106)(dI) C0 = = = R0 Vr / dI Vr
式中，C0的单位为安培。
参数确定：
已知： I dc =5A，纹波系数10%（即Vr=12*0.1V) 所以：
Vr 0.12 R0 = = = 0.012 dI 10
假设 则
C0R0 = 80*106
80*106 C0 = = 6.67 *103 F 0.012
正激输出电感设计
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1) 式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8 V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
直流滤波电感设计
4. 设计磁芯结构
根据磁芯材料和线圈参数，设计磁芯 的结构和尺寸，以满足磁饱和限制和 散热要求。
5. 仿真验证
利用电磁场仿真软件对设计的电感 进行仿真验证，确保性能指标符合 要求。
6. 样品制作与测试
制作样品并进行测试，对比测试结 果与仿真结果，进行必要的调整和 优化。
电感是电子元件中的一种，其工作原理基于电磁感应定律，能够存储磁场能量。 电感的值由其匝数、磁芯材料和尺寸决定，通常用亨利（H）或毫亨（mH）表示。
电感具有阻止交流信号通过而允许直流信号通过的特性，因此常用于滤波电路中。
滤波电感的工作原理
滤波电感的主要作用是滤除电路 中的交流成分，保留直流成分。
当交流电通过电感时，电感会产 生自感电动势，阻碍电流的变化，
对测试数据进行处理和分 析，提取有用的信息。
结果比较和评估
将测试结果与设计要求和 行业标准进行比较，评估 电感的性能。
性能改进
根据测试结果，对电感的 设计和制造过程进行改进， 以提高其性能。
05
直流滤波电感的应用案例
应用场景一：电源供应系统
电源供应系统中的直流滤波电 感主要用于滤除电流中的交流 成分，提高输出电压和电流的
设计优化和注意事项
1. 优化磁芯结构
2. 考虑散热问题
根据仿真结果和实验测试结果，对磁芯结 构进行优化，以提高电感的性能指标。
在设计中应充分考虑散热问题，合理设计 散热结构和材料，以降低电感的温升。
3. 注意磁饱和限制
4. 考虑噪声抑制
在设计中应充分考虑磁芯的磁饱和限制， 合理选择磁芯材料和尺寸，以确保电感在 正常工作条件下不会发生磁饱和现象。
滤波电感的选择
整流滤波电感的磁芯选择及设计1.前言常见的滤波电感主要有：共模滤波电感、差模滤波电感和整流滤波电感。
前两种电感主要用于各种线路滤波器，工作在交流条件。
而后一种亦有称为平滑扼流圈的，用来滤除整流后的交流纹波，使整流后的直流部分更加平稳。
由于它工作在直流条件，不得不考虑直流磁化对电感的影响。
以往的电子设备，例如使用电子管的电子设备，整流输出多为高电压小电流，当今采用晶体管和集成电路的电子设备，则多为低电压大电流。
由于直流磁化力同电流大小成正比，更须注意直流磁化对电感的影响。
这就要求滤波电感必须适应于大电流条件。
因此，选择什么样的材料作磁芯。
如何设计好滤波线圈，减少直流磁化的影响，防止磁芯饱和，不能不成为一个值得引起重视的问题。
2.关于恒磁导或恒电感特性整流滤波电感工作在大直流电流条件，工作电流变化，引起电感值的变化越小越好。
就是说要求磁芯的直流磁化影响较小，即具有某种恒磁导特性。
由于直流磁化的影响，电感趋于饱和，电感量会随着工作电流增加而减小。
根据大家的共识，所谓恒磁导特性，亦可称为恒电感特性，是指电感在一定的直流磁化力范围内其电感量不低于初始电感量的一半。
掌握了这个特性，我们可以通过挑选不同的磁芯，不同的规格，以达到不同的百分比的要求。
3.磁芯材料的选择制作滤波电感，选用何种磁芯材料，除了必须注意防止磁芯饱和问题外，还必须考虑到磁芯的恒磁导特性。
需要指出，有些设计人员往往只注意电感量的指标以致选择磁导率高的材料，以减少线圈的匝数。
对于电感达到额定较大电流时，电感量是否减少，减少到什么程度，会不会达到饱和，考虑较小。
这是应该注意避免的。
600)this.style.width='600px';" border=0>600)this.style.width='600px';" border=0>表一列出一些磁芯材料的恒磁导特性的比较，供选择时参考。
滤波电感计算公式
电感的计算公式5.4 滤波电感的分析计算在直流变换电路中，都设有LC滤波电路，滤波电感中的电流含有一个直流成分和一个周期性变化的脉动成分。
磁场的变化规律如图5-6。
下面以Buck型直流变换电路为例说明滤波电感的设计方法。
Buck电路的原理图如图5-10（a），电感L的作用是滤除占波开关输出电流中的脉动成分。
从滤波效果方面考虑，电感量越大，效果越明显。
但是，如果电感量过大，回使滤波器的电磁时间常数变得很大，使得输出电压对占空比变化的响应速度变慢，从而影响整个系统的快速性。
一味地追求减小输出电压的纹波成分是不可取的。
所以在设计电感参数时应从减小纹波和保持一定的快速性两个方面去考虑。
OUi Lmaxi LminTDTi L(a) (b)图5-10 Buck电路及其电感的电流1. 电感量的计算首先讨论以限制电流波动为目的的电感量的计算。
由对斩波器的分析可知，电路进入稳定状态后，电感电流在最小值I Lmin和最大值I Lmax之间波动变化，波动的幅度为ΔI，如图5-10b),电感L与ΔI的关系为TDIUL O)1(−∆=（5.29）可见电感量越大，电流的波动就越小。
一般电流波动ΔI根据使用要求预先给定，由此来决定电感的大小。
式（5.29）还说明，对于同样的ΔI，在不同占空比下所需的电感是不同的。
在占空比较小时需要更大的电感。
在电路工作中，如果负载突然变化，输出电流I O会随之变化，为了保持输出电压U O不变，占空比必须做相应的变动。
由于滤波器由储能元件构成，不可能立即跟踪占空比的变化，这就会出现一个过渡过程。
我们希望这个过渡过程的时间短越好。
设负载变化以前占空比为D1，负载变化以后的占空比为D2。
过度过程时间为T R，它们之间的关系为)1(12−∆=D D U I L T O R （5.30） 式（5.30）的推导比较复杂，读者可以参考有关资料。
但由上式可以看出，电感越大，对应的过度过程时间就越大，这说明电感过大对提高快速性是不利的。
正激变换器中的直流滤波电感设计公式
正激变换器中的直流滤波电感设计公式直流滤波电感的设计公式可以通过以下几个步骤得到：
1.确定输出电压的纹波限制。
直流滤波电感的设计目标是限制输出电压的纹波，通常规定输出纹波电压的最大值。
这个值通常由应用需求或设计要求所决定。
2.计算纹波电流的峰值。
纹波电流是通过直流滤波电感的主要决定因素，它与输出电压的纹波电压和负载电流有关。
纹波电流的峰值可以通过以下公式计算得到：
Iripple = (ΔV / Vout) * Iload
其中，Iripple是纹波电流的峰值，ΔV是输出电压的纹波电压，Vout是输出电压的平均值，Iload是负载电流。
3.选择直流滤波电感的工作频率。
直流滤波电感的工作频率通常与正激变换器的开关频率相同。
根据设计要求和可用的电感值范围，选择合适的工作频率。
4.计算直流滤波电感的感值。
直流滤波电感的感值可以通过以下公式计算得到：
L = ((Vout - Vripple) * Vout) / (2 * f * Iripple)
其中，L是直流滤波电感的感值，Vout是输出电压的平均值，Vripple是输出电压的纹波电压，f是工作频率，Iripple是纹波电流的峰值。
在实际设计中，还需要考虑一些实际因素，如电感的额定电流和饱和电流，以及可用的电感值范围。
因此，根据实际情况对上述设计公式进行调整是必要的。
总之，直流滤波电感的设计公式是通过计算输出电压的纹波电流的峰值和工作频率，来确定电感的感值。
这个公式可以作为起点，根据具体需求进行调整和优化。
大功率直流滤波电感设计与计算
IN
=
SD
×
jD
=
1 2
π
D
2
jD
SD: 导线截面积；
D: 导线直径； jD: 导线单位截面积载流量，通常取 3-5A/mm2；考虑 集肤效应 jD 取值随导线截面积 SD 而适当的变化 ;SD<10mm2 取 jD=5A/mm2;SD=11-99mm2 取 jD=4A/mm2;SD>100mm2 取 jD=3A/mm2; 铝线则在上面的数值后除以 2。 考虑工艺上的难度，当 SD>10mm2 时可以采用多股绝缘 线，以减少集肤效应，采用多股绝缘线的时 jD=5A/mm2。
+
电感器工作时铁芯中除由交流分量激发的交变磁通外，
通的变化范围大大减小如图中 u'0 所示，呈现出的电感量也 就大大降低。大功率电感中的直流分量相当大，到一定程度 时，铁芯磁通产生较大的磁饱和，磁导率下降而引发电感量 的大幅度下降，甚至电感量可能会降到零。
因此直流电感的设计要充分考虑到直流分量对工作点偏 移，正确选择铁芯材料的磁导率才是设计成败的关键因素。
■■2.4 计算电感绕组匝数
根据公式：
LN
=
N2
µ Si l
频率超过 10kHz 以上才考虑选用铁氧体，相关铁氧体的材 料有较大的选择余地，可以查相关产品样本，根据自身的条 件决定。在选材时考虑频率的同时也应适当兼顾材料的最大 磁通密度、磁导率、热损耗等因素。 ■■2.2 选择电感工作点计算工作磁导率
根据选择的铁芯材料性质，选择电感器的工作点。该 工作点要考虑到电感在通过电流达到最大值（Imax=IN+ΔI） 时，铁芯磁通的饱和程度，如硅钢片一般选择最大值在 1.6T 左右，铍莫合金可选在 2T 以上，而铁氧体要更低一些选在 0.35T 就可以了。由于磁性材料的非线性，故计算结果是非 唯一性决定了一个好的设计需要通过反复计算。
电感设计原则
原则一：电感不饱和（感值下降不超出合理范围）由磁滞回线图可以看出， H 加大时， B 值也同时增加，但 H 加大到一定程度后， B 值的增加就变得越来越缓慢，直至 B 值不再变化 (u 值越来越小，直至为零 ) ，这时磁性材料便饱和了。
通常电路中使用的电感都不希望电感饱和（特殊应用除外，参看饱和电感及其在开关电源中的应用一文），其工作曲线应在饱和曲线以内， Hdc 称为直流磁场强度或直流工作点。
图 1 磁芯在直流工作点下的磁滞回线对于储能滤波电感，由于需要承受一定的直流电流（低频电流相对与高频开关电流也可视为直流），也就是存在直流工作点 Hdc 不为零。
磁芯需加气隙才能承受较大的直流磁通，如下图，所以该类电感通常选用铁粉芯做磁芯（有分散气隙）。
图 6.3 铁粉芯的磁导率与直流磁场强度关系图由于磁芯加了分布气隙，其饱和过程就不是一个突变而是一个渐变的过程，所以电感的不饱和问题就转化为电感感值在直流量下的合理下降问题。
对于 PFC 、 BOOST 、 BUCK 以及 DC-DC 电感，电感的取值通常由设计要求最大纹波电流（ Ripple Cur rent ）来决定（通常设计指标是最大纹波电流百分比Rripple-percent ）。
其中，对于 BUCK 和 DC-DC 电感，其直流工作点（ IAVG ）相对恒定，如图图 6.4 BUCK&DC-DC 电感的电流波形图R ripple-percent=ΔImax/IavgΔImax是纹波电流峰峰值这是在最大直流工作点时，所需的电感最小感值电感初始感值与最大直流工作点下感值的关系Lmin=Linitial×udc％其中udc％与Hdc(Hdc=NIAVG/l)直接相关，只要计算出Hdc，udc％可从磁芯厂商提供的图表或计算公式得到。
通常，无论如何设计，在最大直流工作点处，udc％都不应低于初始磁导率的 30 ％，否则将导致感值摆动太大而对控制器产生不利影响。
滤波器参数设计(修正版)
LCL，C参数设计一．交流侧LCL：1.系统参数：额定功率：10KW;额定线电压：380V;电网频率：50HZ开关频率：10KHZ；直流侧电压范围：600-800V2.滤波器设计：（一）逆变器桥侧电感设计：（1）初始值设计[1][2][3]：基于假设条件：在开关频率处，电容阻抗忽略不计，但是谐波存在。
在开关频率处，逆变器只看的阻抗，所以电流纹波的增加只与的值有关。
另外，必须承受高频电流而只需承受电网频率电流。
其中是前项自导纳，是前项导纳。
令，谐振频率为，对于七段式SVPWM，电感纹波电流为[6]：其中m为调制比。
SVPWM调制比定义为：（为相电压峰值，为直流侧电压）。
为避免过调制，合成矢量最大值为六边形内切圆半径，因此调制比m≤0.866，此时≥539V；当直流侧电压为800V时，m=0.583。
考虑直流侧电压范围在：538.9V-800V时，调制比m的范围是：0.583≤m≤0.866.(600V对应调制比m=0.778) 当考虑三相电网电压波动为20%时，范围是：248.9V—373.4V，此时调制比范围是：0.467≤m≤0.866（如果为373.4V且直流侧电压为600V时，调制比为0.933。
当调制比为0.866时，直流侧最低电压为646.7V）当m=0.5时，纹波电流取得最大值，且为（为直流侧额定电压，为开关周期，为逆变桥侧电感）。
一般情况下，纹波电流为15%~25%的额定电流。
在LCL滤波器中，可允许电流纹波最大值对逆变桥侧的电感L的体积大小和成本有很大的影响。
电流纹波意味着对磁芯材料的和尺寸厚度选择来避免磁饱和以及减少因线圈和磁芯损耗而产生的热量。
然而，电流和电压的限制条件之间的取舍还不清楚，但是电流纹波最大值受到IGBT额定电流和IGBT散热所限制，而最小纹波电流受到直流侧电压和IGBT额定电压限制。
[3]因此，考虑IGBT最大发热情况，选择最大纹波电流为25%额定电流。
即。
电感有最小值=1.8mH（2）电感值修正[3]：由上面算出来的电感是基于假设条件得出，如果开关频率较低，即谐振频率和开关频率特别接近时，需要修正。
±800kV特高压直流输电工程交流滤波器优化设计
±800kV特高压直流输电工程交流滤波器优化设计作者：程波来源：《电子技术与软件工程》2018年第23期摘要在现代生活中，电力供应发挥着重要的作用。
特高压直流输电工程作为一种新型的电力输送网络，更为人们所关注。
随着特高压直流输电工程实际应用工作的展开，其暴露出一定的问题和不足。
交流滤波器作为特高压直流输电工程中的重要组成部分，其相关研究发展受到了人们的广泛重视。
在本文中，我们通过分析±800kV特高压直流输电工程的工作特点和其中交流滤波器的发展现状，对交流滤波器的设计因素进行了研究。
同时，我们结合技术特点，对特高压直流输电工程交流滤波器的设备设计和技术优化设计进行了研究探讨。
这些研究对特高壓直流输电工程的建设发展和交流滤波器的设计应用有着重要的意义，有很好的现实价值。
【关键词】特高压直流输电交流滤波器1 特高压直流输电工程交流滤波器发展现状目前，已经有部分特高压直流输电工程投入了实际使用中，并获得了相关的实践经验。
通过分析现有资料，我们可以对特高压直流输电工程中的交流滤波器发展现状进行总结探讨。
1.1 特高压直流输电工程简介特高压直流电输电是指电压在±800KV或±750KV及以上电压等级的直流输电及相关技术。
在电力应用的初期阶段，直流电一直是人们输送和使用的主体。
随着电力设备的推广，人们对于建设大范围电力供应网络的需求越来越高。
直流电由于电压提升困难，很难实现长距离的低消耗传输，逐渐被交流电所取代。
一直到特高压直流电相关技术发展成熟后，建设直流输电系统的工作才重新开展。
与交流电输电网络相比，特高压直流输电系统输送容量大，输电距离远，电压高。
同时，特高压直流输电系统可用于电力系统的非同步联网，进一步拓展了其应用灵活性。
另外，直流输电所需要的耗材等也相比直流电有了很大的降低。
因此，特高压直流输电系统更加适用于超远距离的电力传输。
在应用中，特高压直流输电工程在与交流电网联网的过程中，其换流器会向电网中注入大量的谐波。
整流滤波电感计算
输入您的搜索字词提交搜索表单搜索Web 2007-1-22 22:31:00滤波扼流圈设计方法1推荐在电子设备中，将交流电经整流后得到脉动直流电，为了获得平滑的直流电流，必须采用电容滤波或电感滤波，以减少整流后的纹波电压，虽然许多小功率的整流电路，只需在整流后并联上一只大容量的电解电容器，即可满足要求。
但对直流负载功率达几百瓦的整流电路，单靠电容器滤波是不够的，因为加大电容器的容量，它的体积也要增大，另外，当负载电流变化时，直流电压的波动也会增大，输出特性变差。
如果在整流后采用一个滤波扼流圈，与电容器配合接成π形滤波电路，或者接成倒L形滤波电路，那么，滤波效果要好得多了，见图1所示。
如何确定滤波扼流圈的电感量 L？在图1中，先计算负载电阻的阻值:(Ω)那么，滤波扼流圈的电感量L可以根据负载电阻的大小，按下式计算电感量L:(亨)当电源频率f=50Hz时，则(亨)例如: 经整流、滤波后的负载电压为24V，直流电流I为5A。
此时负载电阻=4.8Ω。
那么要求滤波扼流圈的电感量L:即电感量为5毫亨，直流电流为5A。
由于在滤波扼流圈中通过的是脉动直流电流，其中主要的是直流成分，也有少量的交流成分，即在交直流同时磁化下工作的。
因此在铁芯中产生很强的直流磁通，甚至使铁芯中的磁通达到饱和状态。
制造这样的扼流圈，在铁芯的磁路中都留有一定的空气隙lg以防止直流磁通的饱和。
滤波扼流圈的铁芯体积V、线圈匝数N和空气隙lg，是由三个有相互关系的电气参数，即:电感量L、直流磁化电流I和线圈两端的交流的电压U~而决定的。
滤波扼流圈的匝数、和通过的直流电流，因而在铁芯中产生直流磁通，同时在直流电流中还含有纹波电压，因此在铁芯中也含有一部分交变的磁通，它叠加在直流磁通上，见图2所示。
滤波扼流圈的磁路是由铁芯的磁路长度和空气隙lg两部分组成。
虽然磁路长度极大于空气隙lg，但这两部分是不能直接相加的。
因为这两部分的导磁率μ是不同的，在空气隙中的导磁率是1，而在铁芯中的导磁率视铁芯的饱和程度而定。
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(1)计算电感量
占空比
D = 5 /15 = 0.33
纹波电流峰峰值
∆I = U ∆t / L = (15 − 5)(0.33 × 4µs) / 35µH=0.377A
磁芯损耗和线圈损耗各占一半150mW 临界连续电感量为 L临 = 35 / 0.8 = 44µH
（2）选择磁芯材质
工作频率为250kHz，选择MPP磁粉芯材料， 因为MPP材料的损耗低。还应注意磁导率 随直流偏置加大而下降。 选择Magnetics公司的MPP磁 77：铁硅铝 芯 55：MPP磁芯 58：高通 2倍储能：
磁粉芯
µ Φ
Rc
lc
Αc
δ R δ
i（t） u(t)
Ν
µ0 Ac L=N δ
2
i(t) /A Ip i L(t) + L
∆i L
0
DT s
T
s
t/s
电感不同于变压器，要储存能量，开气隙和 用磁粉芯的目的就是可以储存足够的能量。
拓扑决定参数
举例输出滤波电感
工作频率决定磁芯材料
最大磁密最大磁通摆幅
设计流程图
3 3
允许总损耗是2.5W 线圈损耗可以大于2W Bmax=3000Gs=30mT
（6）计算保证电感量所需要的匝数
L∆I max 2.2 × 10 −2 ×10 = ×10−2 = 4.93 → 5 N= ∆Bmax Ae 0.046 × 0.97
取5匝 尺寸-cm L-微亨 需要说明的是：电路中的滤波电感的电感量 是由电感上的电压、电流脉动，电路的频率、 电容大小、纹波要求等确定的。
开关电源中的磁芯元件
南京航空航天大学 周洁敏 Jieminzh@
专题1 磁的基本概念 专题2 电路中的磁元件 专题3 开关电源中磁性材料的基本参数 专题4 开关电源中常见的磁性材料 专题5 变压器中的分布参数及线圈 专题6 变压器损耗及热设计
专题7 磁芯的工作状态 专题8 直流滤波电感设计 专题9 反激变压器电感设计举例 专题10 高频变压器设计 专题11 高频变压器设计实例
各种系数与电感类型的关系
线圈窗口 利用率 自然冷却 经验值K1 线圈损耗等 于磁芯损耗
K 2 = 0LI Sp I FL 4 × AP = AW Ac = (cm ) Bmax K1
4 3
Isp最大峰值短路电流 IFL初级满载电流有效值 K1—假定线圈损耗比磁芯损耗大得多，自然通
Pdc = 50 × 0.35 ×10 = 0.89W
2
−3
计算线圈的交流损耗 在频率200kHz时的穿透深度 有效面积减少倍数
7.6 ∆= = 0.017cm 200000
Q = d / ∆ = 0.1/ 0.017 = 5.9 ≈ 6
导体厚度d =0.1cm
p=5层
Rac / Rdc ≈ 100
风冷却下，电流密度取420A/cm2时的经验值。
磁芯损耗严重时，损耗限制的磁通摆幅， 面积乘积公式为
初级电流变化量
L∆I I FL 4 AP = AW Ac = × (cm ) ∆Bmax K 2
最大磁 通密度摆幅
4 3
公式中的4/3次方说明： 磁芯尺寸增加，磁芯和线圈（产生损耗） 体积增加大于表面积（散热）的增加。 因此磁芯体积大的功率密度降低。
匝数取整需核算电感
2 2
电感系数 8%的误差
L = N AL = 19 ×134 × 0.92 = 44.5µH
（4）计算磁通密度
平均磁路长度 l = 3.12cm CGS制的磁场强度
0.4πNI 0.4π ×19 × 2 H= = = 15.3Oe l 3.12
磁通密度 单位换算
B = µ H = 300 ×15.3 = 4590Gs
将得到数据 再代入上式 进行校验， 直到误差小 于10%。
（8）计算导体尺寸、线圈电阻、损耗和温升 窗口宽度 窗口高度 bW=20.9mm hW=（25.4-13.4）/2=6mm
线圈匝数 导体截面积 导体厚度 层间绝缘 线圈高度 骨架高度
N =5
电流密度
450A/cm2
50A/450=0.111cm2 0.111/2.09=0.0555cm 0.005cm
满载时按损耗计算线圈的电流密度为250A/cm2 ETD34磁芯的面积乘积比计算值大了65%。 可以选用更小一号磁芯。选ETD29试试。
【例题2】
磁粉芯电感设计举例
设计一个磁粉芯电感，用于BUCK变换器输 出滤波电感。为计算简单起见设输入电压为 15伏，输出为5V/2A，工作频率250kHz。 电感量为35微亨，电流从0变化到2A，允许 磁芯磁通变化不超过20%，即电感量变化不 超过20%，绝对损耗为300mW，自然冷却， 温升40°C。
0
Ton
Tof t
主变 压器
忽略二极管D1 和 D2的导通压降。
纹波频率为200KHz 磁芯工作在Ipmax 时磁通接近饱和。
最大磁通摆幅
∆Bmax = 0.046T
磁芯损耗近似 4mW/cm3远 小于 100mW/cm3
(4)选磁芯形状和尺寸
峰值电 流65A 满载电 流50A L=2.2微亨
LI SP I FL 2.2 ×10−6 × 65 × 50 4 AP = • = 0.74(cm ) = 0.3 × 0.03 Bmax K1
2
边缘修正后的 有效截面积
δ = µ0 N
2
Ag L
×10
4
长度单位cm
ETD34的气隙截面是圆形截面， 用下面的公式计算，并设
δ = 0.2cm
Ae δ = µ0 N L
2
δ 4 1 + × 10 Dcp 0.97 δ −7 2 4 = 4π × 10 × 5 × 1 + × 10 = 0.194cm 2.2 1.11
0.0555 × 5 + 0.005 × 5 = 0.3cm
hW=0.60cm 没有充分利用
为减少损耗 导体厚度 0.1cm 线圈总高度 0.525cm 6.1cm 6.1×5=30.5cm
l 30.5 −6 Rdc = ρ = 2.3 ×10 × = 0.35(mΩ) A 0.2
导体截面积 0.2cm2 平均匝长 线圈总长 线圈电阻 直流损耗
Rac = Rdc × 100 = 0.00035 × 100 = 0.035Ω
三角波交流电流分量有效值
I = ∆I / 12 = 10 / 12 = 2.9A
交流损耗为
Pac = I R = 2.9 × 0.035 = 0.29W
2 2
线圈总损耗
P W = 0.89 + 0.29 = 1.18W
(9)总损耗为1.18+0.03=1.21W，远小于2.1W。
单线圈电感 下面对系数K1做解释 K1=0.03
K1 , K 2 = jmax k1W ×10
−4
K1W—初级铜面积/窗口面积
K1—假定线圈损耗比磁芯损耗大得多，自然通
为292A/cm2,则K2=0.707K1。
风冷却下，电流密度取420A/cm2时的经验值。
K2—假定线圈损耗和磁芯损耗相等，电流密度
选择磁芯
查表得到磁芯参数
4
计算需要值 AP = Ae Aw = 0.74cm 查表值
AP = Ae Aw = 0.971×1.23 = 1.2cm
4
磁芯尺寸
带骨架的窗口数据 AW=1.23cm2 窗口高度 hW=0.60cm
窗口宽度 bW=2.10cm平均匝长 law=6.10cm
骨架型号：CPH-ETD34-1S-14P引脚数：14 骨架材料:PBT阻燃加固 平均匝长60/mm 最高工作温度155度 绕组截面积123/mm2 绕组最小宽度20.9/mm
粗选磁芯形状和尺寸
决定损耗限制
【例题1】 电流连续输出滤波电感设计
由电感量计算匝数
计算气隙长度
计算导体尺寸和线圈电阻
计算线圈损耗，总损耗和温升
（1）设计参数：5V/50A正激变换器 的输出滤波电感。 滤波电感电压范围：13.35-25.33V 输出：5V 满载电流I0：50A 电路拓扑：正激变换器 开关频率f:200kHz 最大占空度：0.405（Uimin）
1A / cm = 0.4π Oe
由于直流滤波电感工作时有直流偏磁， 这个直流偏磁会是磁芯的磁导率下降， 用实际磁导率与初始磁导率的比值为 纵坐标，横坐标为直流偏磁奥斯特Oe。
MICROMENTALS MAGNETICS 金宁无线电器材厂 浙江海宁天通公司 南京898厂 南京精研磁性科技有限公司
PHILIPS 铁氧体3C90 MnZn铁氧体
材料特性
典型B/H曲线
µa =
初始磁导率随 温度变化曲线
∆B ( H → 0) µi = • µ0 ∆H 1
1 Bp µ0 H p
幅值磁导率随峰值 磁密变化曲线
增量磁导率
∆B µ∆ = • µ0 ∆H 1
H （直流）
影响因素:直流磁场的大 小,磁心的几何尺寸、形 状、温度。
增量磁导率随磁场 强度的变化曲线
（3）决定磁芯最大磁通密度和最大磁通摆幅 短路时峰值电流限制最大磁通密度 最大磁通幅度取 Bmax=3000Gs=0.3T
(5)决定热阻RT和允许损耗
损耗 磁芯损耗 热阻
Rth = 20 K / W
线圈损耗
最大允许温升决定损耗
Plim = ∆T / Rth = 40 / 20 = 2.0W<2.5W
磁芯比损耗 p = 4mW/cm
3
磁芯比损耗 p = 4mW/cm 磁芯损耗