直流滤波电感设计
直流滤波电感
图1为正激式开关电源的输出滤波器L f C f，其中，滤波电感h的作用是使负载电流波动减小，滤波电容Cf的作用是使输出电压的纹波减小。
当负载突减时，滤波电容储能；负载突增时，电容C f上的储能首先向负载补充能量，以减少输出电压的峰一峰值。
在一个周期内（Ts＝TON+Toff），滤波器的稳态分析如下：图1 正激式开关电源的输出滤波器LfCf假设正激式转换器工作在电流连续模式，电感电流近似为三角波，其平均值为ILf，由图1可知：由式（1）可知，△iLf｛决定了电感L￡的取值大小。
Lf的下限由ΔiLf的最大值决定，增大Lf可以使电流的波动减小；但当负载变化时，不能快速响应；故Lf的上限由开关电源的瞬态恢复时间所限制。
对于电感Lf电流的纹波所引起的输出电压纹波的分析，以正激式开关电源为例：假设平均电流ILf流人负载电阻，产生输出电压Uo。
，ΔiLf流人电容，产生输出电压纹波△Uo。
ΔUo主要由两部分组成：一是电容Cf充电和放电引起的纹波△Uo1；二是电Cf的ESR引起的纹波△Uo2。
在图1中，电流iLf波形在平均电流ILf上部阴影部分的三角形面积给出在［DuT．/2，（1—DU）Ts/2］时间间隔内电容Cf的充电电荷△Q，可得（1—DU）Ts/2］时间间隔内电容Cf的充电电荷△Q，可得△Q＝△；LfTS／8在实际的转换器中，由于一般滤波电容Cf的值很大，△Uo2往往远大于△U01。
而且值得注意的是，整流二极管的反向恢复电流和漏感等导致的电感电流尖峰，同样会通过电容的ESR引起输出电压噪声。
例：设已知正激式开关转换器的参数为：输人电压Ui＝180～264V，输出电流Io＝30 A，△iLf＝6A，fs＝150 kHz，Ts＝6.67 μS，最大占空比Du max ＝0.45，U。
＝5 V，整流二极管的正向压降Uf＝0.5 V。
已知DU max＝0.45，可以得到最小占空比Du min＝0.306，此时对应由式（2）可得取电流峰值ILf（pk）＝40 A（考虑启动、短路等恶劣情况），选取EC35（铁氧体3C81）磁心、Ac＝0.483cm2，气隙为0.15 cm，100℃时，Bm ＝0.33T，则根据式（6－8）可得。
非常详细的共模电感及滤波器的设计!(转载)精选全文完整版
⾮常详细的共模电感及滤波器的设计！（转载）看点1 ⼏个简单的实例测验与分析！01 这是⼀个共模电感，如下测量，你觉得测得的电感量是多少？可能有⼀部分会答错。
下⾯来说明⼀下我们知道共模电感的绕法有两种，1 双线并绕，2 两组线圈分开绕。
我们知道共模电感的绕法有两种，1 双线并绕，2 两组线圈分开绕。
1 双线并绕2 两组线圈分开绕正确的答案应该是10mH，下图所⽰。
⼀楼所⽰的测量和如下测量⼀致。
如仍有怀疑，可找个电感测量⼀下便知。
可以理解成两个电感并联，事实上就是两个电感并联，计算结果和测量结果是⼀样的。
两种绕法有何特点？1 双线并绕有较⼩的差模电感有较⾼的耦合电容有较⼩的漏感2 两组线圈分开绕有较⼩的耦合电容有较⾼的漏感因此要根据实际应⽤情况选择绕法。
02 再看看这样测量出来的电感量是多少？为什么？有的⼈可能会回答0mH，有的⼈可能会回答20mH，有的⼈可能会回答10mH。
不过很遗憾都不是，正确的答案L=40mH。
如下图，按右⼿法则已标上电流⽅向和磁通⽅向，从图中可以看出两个线圈的磁通的⽅向是相同的，也就是说磁通是增加的不是相互抵消。
根据磁环电感量计算公式式中：N = 圈数， Ac = 截⾯积， 分母 Mpl = 磁路长度。
注意 N 有平⽅的，⼀组线圈的圈数是N， 则两组线圈的圈数是 2N，将2N代⼊到公式中分⼦有 4N2， 也就是说电感量为 4 倍。
本例则为40 mH。
03 再看看这样测量得到的电感量应该是多少？这样测得的是什么电感量？这个估计很多⼈都知道是0mH，没错，理想状态下就是 0mH。
实际共模电感总有漏感、或差模电感成份，因此按此连接测量得到的数值就是漏感或者叫差模电感。
共模电感中漏感和差模电感是⼀回事，可以称漏感也可称差模电感。
⼀般做得好点的漏感在1-2%左右。
但有时候会特意将差模电感和共模电感做在⼀起，这时候的差模电感量就按实际需要做了。
看点2 共模电感“Z”字形符号是代表什么？共模电感的这个符号应该很常见吧，但是符号中的的 “Z” ⼀样的符号该怎么读？估计很少有⼈知道。
直流电路滤波设计
直流电路滤波设计
直流电路滤波设计是电子工程中常见的一项任务，其目的是去除直流电中的交流成分，使输出电压更加稳定。
下面是一些常见的滤波设计方法：
1. 电容滤波：在电路中添加电容器，可以过滤掉交流成分，只让直流电通过。
电容的容值越大，滤波效果越好。
但需要注意的是，过大的电容可能会导致电路的启动时间延长。
2. 电感滤波：在电路中添加电感器，可以阻止交流成分的通过，只让直流电通过。
电感的感值越大，滤波效果越好。
但需要注意的是，过大的电感可能会导致电路的输出电压降低。
3. RC 滤波：在电路中同时添加电容器和电阻器，可以组成 RC 滤波器。
RC 滤波器可以在滤波的同时控制电路的时间常数，使输出电压更加稳定。
但需要注意的是，RC 滤波器的滤波效果可能会受到电阻值和电容值的影响。
4. LC 滤波：在电路中同时添加电感器和电容器，可以组成 LC 滤波器。
LC 滤波器可以在滤波的同时提供更好的高频衰减效果，但需要注意的是，LC 滤波器的设计比较复杂，需要考虑到电感和电容的匹配问题。
在进行直流电路滤波设计时，需要根据具体的应用场景选择合适的滤波方法。
同时，还需要考虑到滤波器的成本、尺寸和效率等因素。
直流电源EMI滤波器的设计原则、网络结构、参数选择
直流电源EMI滤波器的设计原则、网络结构、参数选择1设计原则——满足最大阻抗失配插入损耗要尽可能增大，即尽可能增大信号的反射。
设电源的输出阻抗和与之端接的滤波器的输人阻抗分别为ZO和ZI，根据信号传输理论，当ZO≠ZI时，在滤波器的输入端口会发生反射，反射系数p＝（ZO－ZI）／（ZO＋ZI）显然，ZO与ZI相差越大，p便越大，端口产生的反射越大，EMI信号就越难通过。
所以，滤波器输入端口应与电源的输出端口处于失配状态，使EMI信号产生反射。
同理，滤波器输出端口应与负载处于失配状态，使EMI信号产生反射。
即滤波器的设什应遵循下列原则：源内阻是高阻的，则滤波器输人阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
负载是高阻的，则滤波器输出阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
对于EMI信号，电感是高阻的，电容是低阻的，所以，电源EMI滤波器与源或负载的端接应遵循下列原则：如果源内阻或负载是阻性或感性的，与之端接的滤波器接口就应该是容性的。
如果源内阻或负载是容性的，与之端接的滤波器接口就应该是感性的。
2 EMI滤波器的网络结构EMI信号包括共模干扰信号CM和差模干扰信号DM，CM和DM的分布如图1所示。
它可用来指导如何确定EMI滤波器的网络结构和参数。
EMI滤波器的基本网络结构如图2所示。
上述4种网络结构是电源EMI滤波器的基本结构，但是在选用时，要注意以下的间题：l）双向滤波功能——电网对电源、电源对电网都应该有滤波功能。
2）能有效地抑制差模干扰和共模干扰——工程设计中重点考虑共模干扰的抑制。
3）最大程度地满足阻抗失配原则。
几种实际使用的电源EMI滤波器的网络结构如图3所示。
3电源EMI滤波器的参数确定方法a）放电电阻的取值在允许的情况下，电阻取值要求越小越好，需要考虑以下情况：第一，电阻要求采用二级降额使用，保证可靠性。
降额系数为0.75 V，0. 6 W。
根据欧姆定律可求出n＞（0.75Ve）2／（0.6 Pe）。
第二，经过雷击浪涌后有残压，其瞬时值一般在1000 V取值；其瞬时功率值不能超过额定功率值的4倍，也可求出R＞(Vcy)2／（4Pe）。
重点解析汽车音响直流电源滤波器的设计
1.汽车电气系统简述
近年来，随着汽车功能的不断增加和系统可靠性要求的不断提高，越来越多的电子控制单元(ECU)被引入到汽车设计中，汽车中的电气系统变得越来越复杂，已经成为汽车系统总成的核心。通常，汽车的电气系统分为供电系统和用电设备两部分。供电系统是指给用电设备产生、分配和传递电能装置的总称，它包括发电机、蓄电池、电线束、开关及继电器等，具有低压和直流的特点。汽车用电设备是指汽车电气系统中需要电源供给的设备，如：起动机、空调，音响，车灯，ABS等等，其所需的电能由两个电源供给，即：发电机和蓄电池。其具有单线制供电特点，即：所有用电设备均并联。蓄电池和发电机的电源正极和各用电设备只用一根导线相连，而电源的负极搭接到汽车底盘上，俗称负极搭铁，利用发动机体、汽车车架和车身等金属机体作为一公共电流回路。下图为一汽车的电气系统概要框图(见图1)。
a)源内阻是高阻的，则滤波器输人阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
b)负载是高阻的，则滤波器输出阻抗就应该是低阻的，反之亦然。
根据ISO 16750-2和ISO 7637-2中对连续电源的内阻Ri的要求(见表1)：其应小于直流0.01Ω。对于低于400Hz的频率而言，连续电源内部阻抗应为Zi=Ri，对于不同的瞬态脉冲，Ri是不同的,参见下表中12V和24V供电系统的Ri。输出电压在0Ω负载到最大负载(包括窜入电流)之间的变化不应超过1V，它应在100us的时间内恢复其最大幅度的63%。叠加脉动电压Ur的峰值间应不超过0.2V，最低频率应为400Hz。
发电机是由汽车发动机拖动而工作的，在汽车正常运行时，发电机在汽车上是主要的供电电源，供给全车除起动机外的一切电气设备的电能，并将多余的电能向蓄电池充电，使蓄电池始终处于完好的荷电状态。蓄电池是供电系统的辅助电源，当发动机处于起动或低速运转时，发电机不能发电或发出的电压很低，此时点火系及其它用电设备所需的电能则完全由蓄电池供给。同时，当用电设备所需的功率超过发电机所输出的功率时，蓄电池与发电机共同向用电设备供电。
汽车音响直流电源滤波器的设计
汽车音响直流电源滤波器的设计1．汽车电气系统简述近年来，随着汽车功能的不断增加和系统可靠性要求的不断提高，越来越多的电子控制单元（ECU）被引入到汽车设计中，汽车中的电气系统变得越来越复杂，已经成为汽车系统总成的核心。
通常，汽车的电气系统分为供电系统和用电设备两部分。
供电系统是指给用电设备产生、分配和传递电能装置的总称，它包括发电机、蓄电池、电线束、开关及继电器等，具有低压和直流的特点。
汽车用电设备是指汽车电气系统中需要电源供给的设备，如：起动机、空调，音响，车灯，ABS 等等，其所需的电能由两个电源供给，即：发电机和蓄电池。
其具有单线制供电特点，即：所有用电设备均并联。
蓄电池和发电机的电源正极和各用电设备只用一根导线相连，而电源的负极搭接到汽车底盘上，俗称负极搭铁，利用发动机体、汽车车架和车身等金属机体作为一公共电流回路。
下图为一汽车的电气系统概要框图（见图1）。
图1汽车内的供电是低压电路的供压，属于安全电压范围，其额定电压有6V、12V、24V 三种。
目前汽油车普遍采用12V 电源，而柴油汽车则多采用24V 电源。
汽车发动机点火系和起动系统均由蓄电池供电，蓄电池为直流电源，因此，向蓄电池充电也必须采用直流电方式。
汽车里通常采用的硅整流交流发电机其本质是一台三相同步交流发电机，通过硅二极管整流后提供直流充电电流。
发电机是由汽车发动机拖动而工作的，在汽车正常运行时，发电机在汽车上是主要的供电电源，供给全车除起动机外的一切电气设备的电能，并将多余的电能向蓄电池充电，使蓄电池始终处于完好的荷电状态。
蓄电池是供电系统的辅助电源，当发动机处于起动或低速运转时，发电机不能发电或发出的电压很低，此时点火系及其它用电设备所需的电能则完全由蓄电池供给。
同时，当用电设备所需的功率超过发电机所输出的功率时，蓄电池与发电机共同向用电设备供电。
在发电机供电的情况下，电源系统中有很高的脉冲电流，随着不同用电设备的启用或关闭，在各个负载中的脉冲电流也相应变化。
直流滤波电感设计
直流滤波电感设计
一、直流滤波电感的基本原理
具体来说，当直流信号通过电感时，电感的自感性会导致电流的变化速度减慢，从而滤除高频成分；同时，电感的互感性也会使得电感对高频成分产生阻抗，进一步增强了滤波效果。
因此，电感在电子电路中被广泛应用于直流滤波。
二、直流滤波电感的设计方法
1.选择合适的电感值：电感的大小决定了其对高频信号的滤波效果。
一般来说，电感的值越大，对高频信号的滤波效果越好。
但是同时也要考虑到电感的大小对电路的稳定性和成本的影响。
因此，在设计中需要综合考虑这些因素，选择合适的电感值。
2.考虑电感的直流电阻：电感的直流电阻是电感中电流通过时产生的电阻。
由于直流信号是通过电感的主要信号，因此电感的直流电阻必须尽量小，以减小对直流信号的影响。
3.选择合适的电感材料和制造工艺：电感的材料和制造工艺也会对滤波效果产生影响。
一般来说，选择高导磁材料和适当的制造工艺，可以提高电感的工作效率和滤波性能。
4.保证电感的负载能力：电感在设计中也需要考虑其负载能力。
由于直流滤波电感通常工作在大电流环境下，因此电感的负载能力必须要能够满足电路的需求。
上述是直流滤波电感设计的一些基本原理和方法，通过综合考虑电感的电阻、直流电阻、材料和制造工艺等因素，可以设计出性能稳定、效果
良好的直流滤波电感。
在实际设计中，还需要根据具体的应用需求进行优化和调整。
基于STM32的SWISS整流器研究与设计
现代电子技术Modern Electronics TechniqueApr. 2024Vol. 47 No. 82024年4月15日第47卷第8期0 引 言SWISS 整流器由Kolar 教授在2011年首次提出，是一种具有输出直流母线电压可控、输出电压范围宽、输入电流谐波含量低、转换效率高的单向降压型三相PFC整流器[1⁃4]。
该整流器非常适用于有大功率需求的场合，在电动汽车充电、数据中心供电、大功率照明等领域具有广阔的应用前景[5⁃6]。
由于SWISS 整流器的拓扑结构提出相对较晚，相关研究内容较少，尚无专用的模拟控制芯片可以实现其功能，且模拟控制存在环路设计困难、电路设计复杂、功能不易扩展等缺点。
而采用数字控制的方式，可通过程序实现系统的环路控制，具有开发周期短、控制灵活、电路设计简单、方便进行数据监控等优点[7]。
为验证SWISS 整流器采用数字控制方案的可行性，本设计使用STM32F334控制器作为SWISS 整流器的控制核心，并制作400 V/1 000 W 样机对该方案进行验证。
1 系统方案设计采用数字控制的SWISS 整流器的设计分为硬件电路设计与软件算法设计两个部分。
硬件电路主要有主拓扑电路、控制器电路、驱动电路、采样电路以及保护电路；软件算法主要有闭环控制算法、PLL 锁相环算法以及采样滤波算法。
系统原理框图如图1所示。
DOI ：10.16652/j.issn.1004⁃373x.2024.08.017引用格式：刘新贺，马山刚，金福宝，等.基于STM32的SWISS 整流器研究与设计[J].现代电子技术，2024，47（8）：107⁃112.基于STM32的SWISS 整流器研究与设计刘新贺， 马山刚， 金福宝， 石进强， 祁延明（青海大学 能源与电气工程学院， 青海 西宁 810016）摘 要： SWISS 整流器具有输出功率高、输出电压可调、易高频化等特点，十分适合用于电动汽车大功率充电、数据中心、通信基站等大功率变换场合。
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(1)计算电感量
占空比
D = 5 /15 = 0.33
纹波电流峰峰值
∆I = U ∆t / L = (15 − 5)(0.33 × 4µs) / 35µH=0.377A
磁芯损耗和线圈损耗各占一半150mW 临界连续电感量为 L临 = 35 / 0.8 = 44µH
（2）选择磁芯材质
工作频率为250kHz，选择MPP磁粉芯材料， 因为MPP材料的损耗低。还应注意磁导率 随直流偏置加大而下降。 选择Magnetics公司的MPP磁 77：铁硅铝 芯 55：MPP磁芯 58：高通 2倍储能：
磁粉芯
µ Φ
Rc
lc
Αc
δ R δ
i（t） u(t)
Ν
µ0 Ac L=N δ
2
i(t) /A Ip i L(t) + L
∆i L
0
DT s
T
s
t/s
电感不同于变压器，要储存能量，开气隙和 用磁粉芯的目的就是可以储存足够的能量。
拓扑决定参数
举例输出滤波电感
工作频率决定磁芯材料
最大磁密最大磁通摆幅
设计流程图
3 3
允许总损耗是2.5W 线圈损耗可以大于2W Bmax=3000Gs=30mT
（6）计算保证电感量所需要的匝数
L∆I max 2.2 × 10 −2 ×10 = ×10−2 = 4.93 → 5 N= ∆Bmax Ae 0.046 × 0.97
取5匝 尺寸-cm L-微亨 需要说明的是：电路中的滤波电感的电感量 是由电感上的电压、电流脉动，电路的频率、 电容大小、纹波要求等确定的。
开关电源中的磁芯元件
南京航空航天大学 周洁敏 Jieminzh@
专题1 磁的基本概念 专题2 电路中的磁元件 专题3 开关电源中磁性材料的基本参数 专题4 开关电源中常见的磁性材料 专题5 变压器中的分布参数及线圈 专题6 变压器损耗及热设计
专题7 磁芯的工作状态 专题8 直流滤波电感设计 专题9 反激变压器电感设计举例 专题10 高频变压器设计 专题11 高频变压器设计实例
各种系数与电感类型的关系
线圈窗口 利用率 自然冷却 经验值K1 线圈损耗等 于磁芯损耗
K 2 = 0LI Sp I FL 4 × AP = AW Ac = (cm ) Bmax K1
4 3
Isp最大峰值短路电流 IFL初级满载电流有效值 K1—假定线圈损耗比磁芯损耗大得多，自然通
Pdc = 50 × 0.35 ×10 = 0.89W
2
−3
计算线圈的交流损耗 在频率200kHz时的穿透深度 有效面积减少倍数
7.6 ∆= = 0.017cm 200000
Q = d / ∆ = 0.1/ 0.017 = 5.9 ≈ 6
导体厚度d =0.1cm
p=5层
Rac / Rdc ≈ 100
风冷却下，电流密度取420A/cm2时的经验值。
磁芯损耗严重时，损耗限制的磁通摆幅， 面积乘积公式为
初级电流变化量
L∆I I FL 4 AP = AW Ac = × (cm ) ∆Bmax K 2
最大磁 通密度摆幅
4 3
公式中的4/3次方说明： 磁芯尺寸增加，磁芯和线圈（产生损耗） 体积增加大于表面积（散热）的增加。 因此磁芯体积大的功率密度降低。
匝数取整需核算电感
2 2
电感系数 8%的误差
L = N AL = 19 ×134 × 0.92 = 44.5µH
（4）计算磁通密度
平均磁路长度 l = 3.12cm CGS制的磁场强度
0.4πNI 0.4π ×19 × 2 H= = = 15.3Oe l 3.12
磁通密度 单位换算
B = µ H = 300 ×15.3 = 4590Gs
将得到数据 再代入上式 进行校验， 直到误差小 于10%。
（8）计算导体尺寸、线圈电阻、损耗和温升 窗口宽度 窗口高度 bW=20.9mm hW=（25.4-13.4）/2=6mm
线圈匝数 导体截面积 导体厚度 层间绝缘 线圈高度 骨架高度
N =5
电流密度
450A/cm2
50A/450=0.111cm2 0.111/2.09=0.0555cm 0.005cm
满载时按损耗计算线圈的电流密度为250A/cm2 ETD34磁芯的面积乘积比计算值大了65%。 可以选用更小一号磁芯。选ETD29试试。
【例题2】
磁粉芯电感设计举例
设计一个磁粉芯电感，用于BUCK变换器输 出滤波电感。为计算简单起见设输入电压为 15伏，输出为5V/2A，工作频率250kHz。 电感量为35微亨，电流从0变化到2A，允许 磁芯磁通变化不超过20%，即电感量变化不 超过20%，绝对损耗为300mW，自然冷却， 温升40°C。
0
Ton
Tof t
主变 压器
忽略二极管D1 和 D2的导通压降。
纹波频率为200KHz 磁芯工作在Ipmax 时磁通接近饱和。
最大磁通摆幅
∆Bmax = 0.046T
磁芯损耗近似 4mW/cm3远 小于 100mW/cm3
(4)选磁芯形状和尺寸
峰值电 流65A 满载电 流50A L=2.2微亨
LI SP I FL 2.2 ×10−6 × 65 × 50 4 AP = • = 0.74(cm ) = 0.3 × 0.03 Bmax K1
2
边缘修正后的 有效截面积
δ = µ0 N
2
Ag L
×10
4
长度单位cm
ETD34的气隙截面是圆形截面， 用下面的公式计算，并设
δ = 0.2cm
Ae δ = µ0 N L
2
δ 4 1 + × 10 Dcp 0.97 δ −7 2 4 = 4π × 10 × 5 × 1 + × 10 = 0.194cm 2.2 1.11
0.0555 × 5 + 0.005 × 5 = 0.3cm
hW=0.60cm 没有充分利用
为减少损耗 导体厚度 0.1cm 线圈总高度 0.525cm 6.1cm 6.1×5=30.5cm
l 30.5 −6 Rdc = ρ = 2.3 ×10 × = 0.35(mΩ) A 0.2
导体截面积 0.2cm2 平均匝长 线圈总长 线圈电阻 直流损耗
Rac = Rdc × 100 = 0.00035 × 100 = 0.035Ω
三角波交流电流分量有效值
I = ∆I / 12 = 10 / 12 = 2.9A
交流损耗为
Pac = I R = 2.9 × 0.035 = 0.29W
2 2
线圈总损耗
P W = 0.89 + 0.29 = 1.18W
(9)总损耗为1.18+0.03=1.21W，远小于2.1W。
单线圈电感 下面对系数K1做解释 K1=0.03
K1 , K 2 = jmax k1W ×10
−4
K1W—初级铜面积/窗口面积
K1—假定线圈损耗比磁芯损耗大得多，自然通
为292A/cm2,则K2=0.707K1。
风冷却下，电流密度取420A/cm2时的经验值。
K2—假定线圈损耗和磁芯损耗相等，电流密度
选择磁芯
查表得到磁芯参数
4
计算需要值 AP = Ae Aw = 0.74cm 查表值
AP = Ae Aw = 0.971×1.23 = 1.2cm
4
磁芯尺寸
带骨架的窗口数据 AW=1.23cm2 窗口高度 hW=0.60cm
窗口宽度 bW=2.10cm平均匝长 law=6.10cm
骨架型号：CPH-ETD34-1S-14P引脚数：14 骨架材料:PBT阻燃加固 平均匝长60/mm 最高工作温度155度 绕组截面积123/mm2 绕组最小宽度20.9/mm
粗选磁芯形状和尺寸
决定损耗限制
【例题1】 电流连续输出滤波电感设计
由电感量计算匝数
计算气隙长度
计算导体尺寸和线圈电阻
计算线圈损耗，总损耗和温升
（1）设计参数：5V/50A正激变换器 的输出滤波电感。 滤波电感电压范围：13.35-25.33V 输出：5V 满载电流I0：50A 电路拓扑：正激变换器 开关频率f:200kHz 最大占空度：0.405（Uimin）
1A / cm = 0.4π Oe
由于直流滤波电感工作时有直流偏磁， 这个直流偏磁会是磁芯的磁导率下降， 用实际磁导率与初始磁导率的比值为 纵坐标，横坐标为直流偏磁奥斯特Oe。
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材料特性
典型B/H曲线
µa =
初始磁导率随 温度变化曲线
∆B ( H → 0) µi = • µ0 ∆H 1
1 Bp µ0 H p
幅值磁导率随峰值 磁密变化曲线
增量磁导率
∆B µ∆ = • µ0 ∆H 1
H （直流）
影响因素:直流磁场的大 小,磁心的几何尺寸、形 状、温度。
增量磁导率随磁场 强度的变化曲线
（3）决定磁芯最大磁通密度和最大磁通摆幅 短路时峰值电流限制最大磁通密度 最大磁通幅度取 Bmax=3000Gs=0.3T
(5)决定热阻RT和允许损耗
损耗 磁芯损耗 热阻
Rth = 20 K / W
线圈损耗
最大允许温升决定损耗
Plim = ∆T / Rth = 40 / 20 = 2.0W<2.5W
磁芯比损耗 p = 4mW/cm
3
磁芯比损耗 p = 4mW/cm 磁芯损耗