05_微带波导转换例子
微波技术 第四章 微带和表面波波导
同轴线
扁带同轴线
带状线
3
Microwave Engineering:stripline & microstrip
WBJS
带线
带状线具体结构
– 两块相距为b的接地板，中间放入宽w，厚t的导体，中间填入均匀 的介质。
Microwave Engineering:stripline & microstrip
25
WBJS
特性阻抗的闭式
特性阻抗
– 空气微带Zc0的精确解由Wheeler给出，闭式解由Gupta给出 – Gupta的工作分为分析和综合两大部分 – 1.分析工作(Z01=Zc )
分析问题
求解 Z01 , e
已知 W / h, r
60 h W Zc ln 8 0.25 h e W 1 2 r 1 r 1 h W 1 12 0.04 1 e 2 2 W h
1
W k th , 2b 1 1 ln 2 K (k ) 1 K (k ) 1 1 ln 2 1
0≤k≤0.7 0.7≤k≤1
Microwave Engineering:stripline & microstrip
1/ 2
r 1 0.11 0.23 r 1 r
Microwave Engineering:stripline & microstrip
10
WBJS
特性阻抗的闭式
2 x m 2 1 3 1 x t x b
上述公式对于范围W/(b-t)<10 ，精度可达0.5%
射频电路课程设计或者微波电路课程设计报告——波导微带转换电路设计报告
波导到微带转换电路一、技术指标要求：工作频率：26.5~40GHz输入/输出驻波比：<1.2插入损耗：<1.0dB二、理论分析：现在波导到微带的转换电路一般采用E面或H面插入探针的办法实现。
本设计做的是H面探针的模型仿真。
仿真模型如下图1所示：矩形波导的主模是TE模，电场在宽边的中心处达到最大值，所以将微带探针从10宽边中心插入波导，这样波导中的场将在探针上尽可能大的激励起电流。
探针附近被激励起的高次模存储无功功率的局部场，使接头具有电抗性质。
由于探针过渡具有容性电抗，一段具有感性电抗的高阻线被串联在探针过渡器后面，以消除容性电抗。
通过仿真发现对转换电路影响较大的参量有6个，分别是：探针长度L1，探针宽度W1，开口面大小（宽d，高h），高阻抗线长度L2，高阻抗线宽度W2，短路面离探针的距离D。
由于短路面为电壁，所以在短路面的四分之一波长处的电场有最大值，设计时将D取为四分之一波长。
三、设计过程：本设计中心频率取工作的两边界和的一半大约为33GHZ，工作频段为26.5GHz 到40GHz。
确定矩形波导尺寸、基板的材料和尺寸以及微带金属条带的初始尺寸并建立模型。
此处采用WR-28标准矩形波导，尺寸为7.112mm*3.556mm，基板材料选用Rogers5880型基片，厚度为0.254mm，相对介电常数为2.2，微带金属条带厚度为0.05mm，通过阻抗软件计算得出50欧姆微带线在33GHZ的宽度为0.75mm。
波导开口面的大小对电路的性能有一定的影响，为了抑制高次模又较好的实现匹配这里取开口面宽边d为1.8mm高h为1mm。
探针的尺寸先设置初始值在通过HFSS仿真优化得出长度L1=1.79mm，宽度W1=0.8mm，厚度取0.05mm。
高阻抗线长度L2=0.5mm，宽度W2=0.3mm，厚度取0.05mm。
短路面至探针的距离经计算得D=2.28mm。
整个波导的长度取为13.28mm。
四、设计结果及存在问题分析：从下图S21的曲线图可以看出在26.5GHZ-40GHZ频段S21的大小都小于0.065Db,信号能很好的传输满足插损要求。
微带转波导_二分之一波长_概述及解释说明
微带转波导二分之一波长概述及解释说明1. 引言1.1 概述本文将对微带转波导以及二分之一波长特性进行概述和解释说明。
微带转波导作为一种重要的高频电磁场传输结构，广泛应用于通信、雷达、卫星通信、医疗和生物传感器等领域。
而二分之一波长在微带转波导中具有特殊的应用价值和优势。
1.2 文章结构本文将按照以下结构进行论述：第一部分为引言，简要介绍本文的概要和目标；第二部分将给出对微带转波导的定义和原理的详细阐述；第三部分将深入探讨二分之一波长的特性，并阐明其在微带转波导中的应用；第四部分将总结并解释微带转波导技术在通信、雷达、卫星通信以及医疗和生物传感器领域中的应用领域；最后，我们给出文章的结论，并提出进一步研究建议。
1.3 目的本文旨在系统介绍微带转波导和二分之一波长，在读者了解基本原理并深入理解应用领域后，为相关领域的研究者和工程师提供指导意见和启示。
通过对该技术的深入了解，读者将能够更好地应用微带转波导和二分之一波长，推动相关技术的发展和创新应用。
2. 微带转波导的定义和原理：2.1 微带线的概念:微带线是一种具有平面形状的传输线结构，由一层介质基板和金属箔片组成。
其基本结构如下：在一个绝缘基底上布满了金属片。
微带线具有宽度、长度和厚度三个方向的尺寸，通常宽度远大于厚度。
2.2 转波导的概念:转波导是指将微带线连接至其他类型的传输线或者天线时所采用的过渡结构，以实现不同类型传输特性之间的转换。
转波导可以通过多种方式实现。
2.3 微带转波导的原理:微带转波导是指在电磁学中，在微带线与其他传输线或天线进行连接时所引入的转换结构。
它通过控制电场、磁场和表面等离子体等因素来改变相位和幅值特性，从而实现信号在不同传输介质中的平滑过渡。
微带转波导技术主要包含以下几个方面：- 能够降低杂散回波: 微带转波导能够有效地减少反射损耗，提高传输效率。
通过在转换结构中引入阻抗匹配和反射抑制技术，可以实现最小化的反射功率。
波导到微带转换电路 设计报告
波导到微带转换电路学生姓名：学号：单位：时间:2010年5月6日一、技术指标：请设计一只Ka波段波导到微带转换电路。
其技术指标要求如下：工作频率：26.5~40GHz输入/输出驻波比：<1.2dB插入损耗：<1.0dB二、理论分析目前常用的微带－波导探针过渡的方式有两种，都是将微带探针从波导宽边的中心插入，一种是介质面垂直与波导传输方向，称为H面探针，如图1所示，另一种介质面平行于波导传输方向，称为E面探针，如图2所示。
本课题采用的是E面探针过渡，下面详细介绍本课题中的微带－波导过渡设计方法。
图1 H面探针图2 E面探针微带—波导过渡的构成形式如图3所示，探针从波导宽边的中心插入，任一个沿探针方向具有非零电场的波导模将在探针上激励起电流。
探针附近被激励起的高次模存储无功功率的局部场，使接头具有电抗性质。
由于探针过渡具有容性电抗，一段具有感性电抗的高阻线被串联在探针过渡器后面，以消除容性电抗，然后利用四分之一阻抗变换器实现与混频电路内微带传输线的阻抗匹配。
对微带－波导过渡性能有较大影响的电路参数共5个，由表1列出。
探针插入处波导开窗的大小对性能也有一定影响，在设计时可先将其确定。
一般的原则是开窗越小越小越好，以形成截止波导。
探针距波导终端短路面的长度D我们取四分之波导波长,因为终端短路后，波导内形成驻波，波节间距离为二分之波导波长，取四分之波导波长的短路长度，可以保证探针在波导内处于最大电压，即电场最强的波腹位置，以达到尽量高的耦表1影响微带-波导过渡性能的参数三、设计过程：确定中心频率为大气窗口35GHz，频段为26.5GHz到40GHz。
确定矩形波导尺寸、基板的材料和尺寸以及微带金属条带的初始尺寸并建立模型。
此处采用WR-28标准矩形波导，尺寸为7.112mm*3.556mm，基板材料选用Rogers5880型基片，厚度为0.254mm，相对介电常数为2.2，微带金属条带厚度为0.035mm，由ADS中LineCalc 计算得中心频率35GHz处50欧姆微带线宽度为0.754mm。
波导带通滤波器与微带转换装置的设计
波导带通滤波器与微带转换装置的设计陈宪龙;罗勇【摘要】A K-band E-plane bandpass waveguide filter with seven-order inductance and a waveguide-tcrmicrostrip transition are designed using HFSS, a three-dimensional simulation software. The bandpass waveguide filter has 19 GHz center frequency, 3 GHz bandwidth, 0. 1 dB inband transmission loss, and less than-20 dB reflection coefficient. And the port reflection coefficient contributed by the waveguide-to-microstrip transition is less than-20 dB from 16 GHz to 20. 8 GHz bandwidth, and inband transmission loss is less than 0. 1 dB. Then the combination of the filter and the transition covers bandwidth from 17. 5 GHz to 20. 5 GHz in which in'uand transmission loss is less than 0. 3 dB, port reflection coefficient is less than-15 dB, out-of-band rejection is less than-30 dB, which meets the demands of the real system.%利用三维仿真软件HFSS首先设计了K波段7阶电感E面带通波导滤波器,以及波导-微带转换器.其中波导滤波器的中心频率为19 GHz,带宽为3 GHz,带内损耗小于0.1 dB,端口反射小于-20 dB;而波导-微带的转换器在16～20.8 GHz的带宽内端口反射小于-20 dB,带内损耗小于0.1 dB.然后将两者有效结合为一体,其工作带宽为17.5～20.5 GHz,带内损耗为0.3 dB,端口反射小于-15 dB,带外抑制小于-30 dB,可以满足实际系统应用的需求.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2012(035)021【总页数】3页(P68-70)【关键词】波导;带通滤波器;微带;波导-微带转换器【作者】陈宪龙;罗勇【作者单位】电子科技大学物理电子学院,四川成都 610054;电子科技大学物理电子学院,四川成都 610054【正文语种】中文【中图分类】TN814-340 引言随着毫米波技术在现代无线通信系统中的广泛应用，对各种高性能毫米波集成电路的需求也日益增长。
共面波导至微带线的过渡结构的确定方法及过渡结构
共面波导至微带线的过渡结构的确定方法及过渡结构一、什么是共面波导和微带线呀。
共面波导和微带线都是在电子学领域里超级重要的东西呢。
共面波导就像是电子信号的一种特殊通道，它的特点就是导体和接地平面在同一平面上，就像住在同一层楼的邻居一样方便信号传输。
微带线呢，也是一种传输线，它是由介质基板上的导体带和接地板组成的，这俩在电路里可都是“大忙人”，很多电子设备都离不开它们。
二、为啥要有过渡结构。
这是因为共面波导和微带线虽然都很厉害，但是它们俩就像两个性格不太一样的小伙伴。
共面波导的信号传输方式和微带线有差异，当我们想要在一个电路里让共面波导的信号顺利跑到微带线里去玩，就需要一个过渡结构来当“翻译官”和“协调员”啦。
要是没有这个过渡结构，信号可能就会迷路或者是在传输过程中变得乱糟糟的，就像小朋友没有大人带着过马路会很危险一样。
三、过渡结构的确定方法。
1. 理论计算法。
- 这就像是在做数学题一样。
我们要根据共面波导和微带线的一些特性参数，像阻抗啦、传播常数之类的来计算。
比如说，我们知道共面波导的特征阻抗和微带线的目标阻抗，就可以通过一些复杂的公式来算出过渡结构应该怎么设计才能让阻抗匹配得刚刚好。
这就好比我们要给两个人安排座位，要根据他们的身高、体型来找到最合适的椅子一样。
不过这些公式可有点难，要很小心地计算呢。
2. 仿真软件法。
- 现在有好多超酷的仿真软件可以用哦，像ADS（Advanced Design System）之类的。
我们可以在软件里把共面波导和微带线还有想要设计的过渡结构都画出来，然后设置好各种参数，像频率范围、材料特性等。
软件就会像一个超级智能的小助手一样，模拟信号在这个结构里的传输情况。
如果发现信号传输不好，比如说有反射或者损耗太大，我们就可以调整过渡结构的形状、尺寸之类的，直到得到满意的结果。
这就像是玩搭积木，搭得不好看或者不稳定就重新调整一下积木的位置。
3. 实验测试法。
- 这可是最直接的办法啦。
V波段微带-波导过渡设计
V波段微带-波导过渡设计张运传;刘志红【摘要】本文介绍了一种应用于汽车防撞雷达收发前端测量的V波段微带-波导过渡设计.利用高频仿真软件HFSS对过渡结构进行了仿真优化并进行了实物制作.对过渡进行了测试并和仿真结果进行了对比分析.结果表明该过渡可以满足实际测试需求.【期刊名称】《中国电子科学研究院学报》【年(卷),期】2019(014)002【总页数】3页(P203-205)【关键词】V波段;微带-波导过渡;防撞雷达;仿真优化【作者】张运传;刘志红【作者单位】华东电子工程研究所,安徽合肥230031;华东电子工程研究所,安徽合肥230031【正文语种】中文【中图分类】TN4020 引言随着毫米波技术的日益发展，单片微波集成电路(MMIC)的使用越来越广泛。
在毫米波集成电路中，微带线是一种十份重要的传输形式，各个单片器件的之间的连接主要使用微带线。
而在远距离传输及毫米波测试系统中，具有插入损耗小、Q值高等特点的金属波导被经常使用。
因此在毫米波电路和系统中迫切需要解决微带线到波导的转换问题[1]。
实现微带到波导的转换主要有探针过渡[2]、脊波导过渡[3]、对脊鳍线过渡等[4-5]。
脊波导过渡加工相对复杂，而对脊鳍线过渡要产生一系列的谐振模式，如果谐振频率落在其相连的微波电路工作频率范围内，微波电路将不能正常工作。
本文从应用实际出发，对三种过渡结构进行了比较，最终采用探针方式设计了一款微带-波导转换结构，并进行了实物测试，测试结果满足指标要求。
1 波导微带探针原理分析波导微带探针是从波导同轴探针发展而来，微带探针一般通过波导宽边的孔插入波导腔内，通过一段起耦合作用的微带线把波导中的能量耦合到微带中，该结构具有损耗低、驻波小、带宽较宽、加工方便、结构紧凑等特点。
微带-波导探针一般有两种形式：E面探针，微带探针平面和波导内的电磁波传输方向平行；H面探针，微带探针平面和波导内的电磁波传输方向垂直。
在矩形波导中离探针四分之一波长的短路面保证探针在波导内处于最大电压，也即电场最强位置。
一种Ku波段波导-微带转换器的研制
一种Ku波段波导-微带转换器的研制宋志东;康颖【摘要】本文利用三维高频仿真软件HFSS设计并分析了中心频率为15GHz的波导一微带过渡结构。
这种结构的输入输出是直通方向的，与以往的波导-微带过渡结构相比，这种结构体积小、气密性好、更利于小型化。
根据测试结果，设计的过渡结构在13GHz-17GHz频率范围内有良好的性能，插入损耗小于0．5dB，端口驻波系数小于1．35。
%A ku-band waveguide to microstrip transition structure with 15GHz of central frequency is designed and analyzed by using 3-dimensional high frequency simulation software （HFSS）. In this transition structure, the waveguide and microstrip line are connected in a straight line. Comparing with the former waveguide to microstrip transit structure, this structure is featured with small size and good airtightness, and is benefit to miniaturization. On basis of tested results, the designed transit structure has perfect performance within 13GHz-17GHz of frequency range, its insertion loss is less than 0. 5dB, and the port standing wave ratio is less than 1.35.【期刊名称】《火控雷达技术》【年(卷),期】2011(000)004【总页数】4页(P78-80,86)【关键词】脊波导;波导-微带过渡;气密性【作者】宋志东;康颖【作者单位】西安电子工程研究所,西安710100;西安电子工程研究所,西安710100【正文语种】中文【中图分类】TN8141 引言采用微带的毫米波集成电路往往都必须包含波导——微带过渡接口。
微带--波导转换Waveguide-to-Microstrip
Narrow Band Ridge Waveguide-to-Microstrip Transition for Low Noise Amplifier at Ku-BandZahid Yaqoob Malik, Abdul Mueed, Muhammad Imran NawazCentre for Wireless CommunicationNational Engineering and Scientific CommisionAbstract- A compact Ku-band waveguide-to-microstrip transition integrated with low noise amplifier is designed. It acts as an interconnect between waveguide antenna and RF receiver modules. The transition design consists of standard waveguide WR62, a cavity for the low noise amplifier and a solid transformer section in the form of a staircase called ridge. The ridge is fixed in the bottom wall of a waveguide with the help of a screw. The centre conductor of a coaxial connector is brought near this transformer but doesn’t touch the transformer; these elements together with the back of the staircase and an adjacent portion of the bottom wall define a magnetic field coupling loop. This design methodology gives us narrow bandwidth of 500MHz at Ku-band and hence eliminates the need for a filter in receiver section for specific applications.I.I NTRODUCTIONLower loss of waveguide at higher frequencies above X band is advantageous as compared to the coaxial line. At higher frequencies, waveguide-to-microstrip transitions replace waveguide to coaxial transitions to act as interconnects between modules and antennas. These transitions can be also be made to operate at Millimeter wave bands. Waveguide is made from a single conductor which usually propagates a dominant TE mode, having a cutoff frequency below which the waveguide is highly attenuative.Most of the transitions are designed to operate within the frequency band of dominant mode propagation only. As compared with coaxial line, waveguide modes have impedance characteristics that tend to make transition design more challenging. The impedance of each of waveguide modes changes with frequency. In addition, the impedances of standard waveguides are much greater than 50 ohms, typically a few hundred ohms. Consequently, the bandwidth for most waveguide-to- microstrip transitions rarely reaches the full dominant mode bandwidth [1].Microstrip-to-waveguide transitions have been widely used in testing and evaluating millimeter-wave hybrid and monolithic integrated circuits and combining integrated circuits with waveguide components [2]. The present transition relates to a ridge waveguide-to-microstrip line transition for an amplifier which uses a field effect transistor (FET) or the like. Generally, a waveguide-to-coaxial line transition or a waveguide-to-microstrip line transition is employed to supply an FET with a microwave signal coming in through antenna [5]. The transition apparatus may off-course utilize the magnetic field associated with the electromagnetic wave energy propagating in the waveguide. If the inner conductor of the coaxial transmission line is utilized as a probe to couple to this magnetic field, then the longitudinal axis of the coaxial line may be aligned with the propagating axis of the waveguide. With such an orientation of axes, the overall structure requires less space than those depending upon electric field coupling [6].This transition provides a simplified and compact structure for waveguide-to-coaxial transmission line. This transition consists of three main subassemblies. The first part is a standard Ku-band waveguide WR62. The second part is impedance transforming section which is mounted in the WR62 waveguide with the help of a screw, the third part is the low noise amplifier cavity having the centre pin of coaxial transmission line. This pin is brought close to the staircase transformer to a side with the waveguide on one end and other end is connected to the alumina substrate used for the low noise amplifier in the cavity. Rest of the paper is organized as follows. The design of the ridge is discussed in section II. Section III discusses simulation work. In section IV, manufacturing details and test results are presented. The work is concluded in section V.II.D ESIGN OF THE R IDGEImpedance Matching Section is designed to match the higher impedance of a waveguide section to a coaxial line, the general practice is to decrease the narrow dimension of the waveguide, that is, the distance between the broadwalls of a rectangular waveguide in a series of steps so as to arrive at an internal dimension that achieves an acceptable impedance match with a satisfactory voltage standing wave ratio (VSWR). The impedance matching transformer (ridge) consists of five quarter wave sections as shown in figure 1. These sections take the form of a staircase of individual steps. The heights of the steps which are generally unequal are chosen in accordance with a set of numerical coefficients referred to as Techbyscheff coefficients [3]. The distance AB between the cavity wall and the end face of the first step is between 0.01λ and 0.1 λLNA cavity is approximately one quarter of a wavelength. The width of each step is generally between one third and onethe first transformer section. This impedance level is dependentFig.1. Ridge Designupon the impedance of the particular coaxial line (50 ohm in this case) and the particular waveguide (WR62 in our case). We have finally adjusted all the above mentioned critical distances using HFSS software.III.S IMULATION OF T RANSITIONWe have simulated the above said transition in the HFSS and after some optimization the transition met the designed specifications, at this stage we freeze the dimensions and generated a physical model. The HFSS model of the transition is shown in figure2 and the final dimensions of the transformer are depicted in figure 3.The results of the simulation are given below:Fig.2. HFSS ModelFig.3. Ridge DesignFig.4. Input Return LossFig.5. Output Return LossFig.6. Insertion loss of the TransitionThe figure 7 shows the model of the complete ridge waveguide-to-microstrip transition with LNA cavity. The details of the LNA design are beyond the scope of this paper and hence will not be discussed.Fig.7. CAD Model of the Ridge Waveguide-to-Microstrip Line Transition with Low Noise amplifier cavityIV. M ANUFACTURING & T EST R ESULTSThe above mentioned Ridge Waveguide-to-Microstrip Line Transition with Low Noise amplifier cavity is manufactured in parts and finally integrated using silver conductive epoxy (aluminum or laser welding can also be used). The pin is connected to the Alumina with 1 mil gold bonding wire in order to connect it with amplifier circuit in the LNA cavity. The pictures of individual three parts and integrated assembly is presented below:Fig.8. Integrated AssemblyFig.9. Ridge TransformerFig.10. Waveguide FlangeFig.11. WaveguideThe manufactured transition Ridge Waveguide-to-Microstrip Line Transition with Low Noise amplifier cavity was tested in two steps. In the first step LNA cavity was filled with transmission line and VSWR and Insertion loss was measured using Vector Network Analyzer. The values of dimensions CD, AB and HT are adjusted real-time for best results. The measured results are given below:Fig.12.Input Return LossFig.13.Output Return LossFig.14.Insertion LossThe input and output return losses are found to be 10dB and 14dB respectively in desired 500MHz bandwidth. Also the insertion loss is found to be 2.2dB. Then low noise amplifier was built inside the cavity and measured with the help of vector network analyzer and noise figure meter the results were satisfactory and are presented below:Fig.15.Input Return Loss Fig.16.Output Return LossFig.17. Gain S21Fig.18. Isolation S12TABLE IP ERFORMANE OF LNA WITH W AVEGUIDE-TO-M ICROSTRIPT RANSITIONV.C ONCLUSIONSA Narrow Band Ridge Waveguide-to-Microstrip Line Transition for Low Noise Amplifier at Ku Band is designedand manufactured. The structure is very compact, and it createsa hermetic seal without any additional piece in a waveguide.The transition is compatible with MMIC technology, because itcan be integrated easily in the bottom of MMIC housing. The transition is ideally suited for future mm-wave applications using alumina for MMIC substrate and circuitry housing. It canbe used without an additional filter needed in front of LNA inthe receivers.A CKNOWLEDGEMENTSWe would like to thank Mr. Zahir Hussain Babar for his technical support. We would also like to thank Mr. Hassan Mansoor of Mechanical Design Realm for manufacturing facilities and suggestions.R EFERENCES[1] Eric Holzman, “Essentials of RF and MicrowaveGrouding” Artech House Boston/London.[2] Hui-wen Yao, Amr Abdelmonem, Ji-Fuh Liang andKawthar A. Zaki, “A Full Wave Analysis of Microstrip-To- Waveguide Transitions”, 1994 IEEE MTT-S Digest. [3] Hui-wen Yao, Amr Abdelmonem, Ji-Fuh Liang andKawthar A. Zaki, “Analysis and Design of Microstrip-To- Waveguide Transitions”, IEEE TRANSACTIONSON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES,VOL.42,NO.12,DECEMBER 1994.[4] Paul Wade, “Rectangular Waveguide to Coax TransitionDesign”.[5] EUROPEAN Patent Application, Publication number0074613.[6] United States patent, Patent Number 3737812.。
微带-波导过渡结构及其应用
微带-波导过渡结构及其应用摘要：本文介绍了一种微带与波导过渡结构，该结构通过金属柱将微带线与波导顶部连接，将微带线的地与波导底部连接，同时引入合适的金属块调节，使得微带信号较好地在指定频段过渡到波导结构。
应用该结构，本文设计了一个滤波主体结构为腔体结构、输入输出为微带线结构的滤波器，使得该滤波器在具备低损耗的同时又便于与平面微带电路集成。
仿真结果显示该滤波器性能优良，验证了设计的有效性。
1 引言现代通信系统对高性能滤波器的要求和需求都非常高。
滤波器不仅需要具备更小的尺寸，更低的插入损耗，还需要更好的选择性能[1-10]。
基于微带或带状线等结构的滤波器一般尺寸较好，且易于其他平面电路结合，但是由于介质板损耗、辐射损耗和金属损耗，这些滤波器通常带内损耗都较大，实际应用具有较大局限性。
波导类滤波器由于没有辐射损耗，介质损耗也基本可不予考虑，主要存在的是金属损耗，其谐振器的品质因数一般远高于微带、带状线等结构的谐振器，构成的滤波器一般带内损耗要远小于平面结构的滤波器。
但一般腔体滤波器与平面电路较难集成，其间通过线缆连接往往又会占据较大的面积。
为了既能利用波导滤波器损耗低的优点，又能便于与平面电路集成，本文给出了一种微带线与波导的过渡结构，使得信号通过该结构能顺利地由微带线传输到波导中。
在此基础上，本文给出了一个应用该结构的滤波器实例，在兼顾集成的同时又可使得整个滤波器具有较低的插入损耗。
2 微带线-波导过渡结构图1给出微带线-波导过渡结构的示意图，其中波导结构的底部是由介质板顶部的金属地构成的，金属过孔将介质板底部的地与介质板顶部的金属地相连接；微带线通过波导壁上的开孔进入波导腔，与金属地之间以间隙隔开，微带线的末端通过金属柱与波导顶部连接，同时在波导顶部引入适当的金属块以调节两种传输模式之间的良好匹配。
图1 微带线-波导过渡结构示意图 a. 外观 b. 去除波导壁后的视图3 滤波器设计在上述微带线-波导过渡结构基础上，本文设计了一个包含该过渡结构的滤波器，如图2所示。
微带-波导转换教材
波导-微带转换电路刘云生201222040512设计目的：设计一只Ka波段波导到微带转换电路。
其技术指标要求如下：工作频率：26.5~40GHz输入/输出驻波比：<1.2插入损耗：<1.0dB一、设计思路微带探针转换是目前应用最为广泛的波导-微带过渡形式并且它有明显的优点。
它的插人损耗低,回波损耗小,具有较大频宽,且其结构紧凑,加工方便,装卸容易。
图1和图2中所示为常用微带探针转换结构图，我们采用H面微带探针转换的结构。
探针从波导宽面插入，并且探针平面与波导窄面垂直。
微带过渡段我们采用渐变结构。
通过优化探针插入深度d，微带变换器的长度1L，探针和微带变换器各自宽度,1s s，波导的微带插入处到波导短路处的距离L，得到满足指标的结果。
图1 H面微带探针转换结构图图2 E面微带探针转换结构图二、设计过程：（1）利用ADS软件里的微带计算工具得出中心频率为33.5GHz处的微带的宽度0.77，如图3所示。
Sx mm图3 50欧姆微带线宽（2）在HFSS中建立仿真模型如图4所示，包括微带金属条，微带基板，以及包围空气腔三部分。
利用对称性以YZ面为对称面切掉一半可以减少计算时间。
图4 仿真模型（3）设置三部分的材料属性，其中微带金属条为PEC，微带基板为Duriod5880（厚度0.254mm=）。
包围空气=，相对介电常数 2.2腔设为真空（默认）。
（4）设置波端口1,2。
都为1个模式，如图5。
图5 波端口1 波端口2（5）设置边界条件如图6。
其中微带被包围空气腔的上面设置辐射边界，对称YZ面设置为Prefect H面。
图6 边界条件（6）设置求解，扫频。
然后设置5个优化变量（优化探针插入深度以及微带变换器的长度,1s s，波导的微带插入处到波d L，宽度,1导短路处的距离L），优化目标即为设计指标。
三、设计结果及存在问题分析：通过优化得到最佳优化值如下图7中所示：图7 优化变量优化结果为：图8 优化结果图驻波比在整个频段内均小于1.2，插入损耗在整个频段内均小于0.3dB，故在全频段内满足设计要求。
微带传输线《微波技术与天线》课件典型实例
• 微带传输线概述 • 微带传输线的分类 • 微带传输线的性能参数 • 微带传输线的应用实例 • 微带传输线的未来发展
01
微带传输线概述
定义与特点
定义
微带传输线是一种在介质基片上 制作的一维传输线结构，通常由 金属导带和接地板组成。
特点
具有较小的体积和重量，易于集 成到微波集成电路中，成本较低 ，适用于高频信号传输。
工作原理
电磁波在微带导带和接地板之间传播，通过导带和接地板之间的电容效应实现信号 的传输。
导带和接地板之间的电场主要集中在导带与接地板之间的狭缝中，磁场则主要集中 在导带附近。
随着频率的升高，电磁波的传播常数增大，导致相位速度减小，从而产生相位失真。
应用场景
01
02
03
微波集成电路
微带传输线广泛应用于微 波集成电路中，作为信号 传输线、元件间连接线等。
传播常数
总结词
传播常数是描述微带传输线中电磁波传播特性的参数，它由相位常数和衰减常数组成。
详细描述
传播常数是描述微带传输线中电磁波传播行为的参数，它由相位常数和衰减常数组成。 相位常数决定了电磁波在传输线中的相速度和相位移，而衰减常数则表示电磁波在传输 过程中的能量损失。传播常数是微带传输线设计中的关键参数，它影响着信号的传输距
离和信号质量。
损耗
总结词
损耗是微带传输线中信号能量损失的参数，主要包括 导体损耗、介质损耗和辐射损耗。
详细描述
损耗是微带传输线设计中必须考虑的重要参数。在信 号传输过程中，由于导体电阻、电介质损耗以及辐射 等因素，信号能量会逐渐损失。导体损耗主要是由于 传输线中导体的电阻引起的能量损失；介质损耗是由 于电介质材料的损耗引起的能量损失；而辐射损耗则 是由于传输线中电磁波向空间辐射引起的能量损失。 了解和减小这些损耗是提高微波传输系统性能的关键 。
HFSS 微带波导转换例子
W1 L1
S1 S2
4-19
设置优化目标/选择优化器
4-20
优化结果
Ansoft LLC
0.00
XY Plot 1
Prob_1
Curve Info
-10.00
dB(S(1,1)) Setup1 : Sw eep1 dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1
-20.00
Y1
-30.00
4-4
综合50欧姆线宽
4-5
某同学建立的仿真模型
4-6
模型中材料设置
4-7
模型中端口设置
端口1 波端口 1个模式
端口2 波端口 1个模式
4-8
模型中边界设置
空气盒上盖 设为辐射边 界。
4-9
模型中波导开孔
1.5mm
0.4mm
4-10
模型中存在的问题
未利用对称性；
4-12
波导与高次模的耦合
a1是开口宽度，f=112Ghz，L0=2mm。保证波导中 的能量绝大多数耦合到微带中。
每毫米耦合小 于-20dB
4-13
频率高端插损随开口宽度变化
Ansoft LLC
0.00
XY Plot 2
Prob_3
-0.50
-1.00
dB(S(2,1))
-1.50
Curve Info dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1 a1='1mm' dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1 a1='1.1mm' dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1 a1='1.2mm'
05_微带波导转换例子
微带厚度不为零； 微带厚度不为零； 波导开孔过大（致命错误）。 波导开孔过大（致命错误）。
波导开孔一定要保证在整个工作频率范围内波导开孔中除 微带工作模式-准 模之外， 微带工作模式 准TEM模之外，所有的高次模式都不能传 模之外 并且，这些高次模在波导开孔中要有足够的衰减（ 播。并且，这些高次模在波导开孔中要有足够的衰减（大 于20dB）。 ）。
-2.00
-2.50
-3.00 70.00 75.00 80.00 85.00 90.00 Freq [GHz] 95.00 100.00 105.00 110.00 115.00
4-15
波导开口的原则
当波导开口的横 向尺寸变小以后 ，波导中边壁横 向尺寸的突变会 带来额外的反射 。因此，横向开 口的尺寸也不是 越小越好。选择 的原则是不能传 播高次模，并对 高次模有足够衰 减的前提下越大 越好。
4-5
综合50欧姆线宽
4-6
某同学建立的仿真模型
4-7
模型中材料设置
4-8
模型中端口设置
端口1 波端口 1个模式
端口2 波端口 1个模式
4-9
模型中边界设置
空气盒上盖 设为辐射边 界。
4-10
模型中波导开孔
1.5mm 0.4mm
4-11
模型中存在的问题
未利用对称性； 未利用对称性；
计算时间与网格数量N的平方成正比。 计算时间与网格数量 的平方成正比。利用对称性可以使 的平方成正比 网格的数量减少一半。 网格的数量减少一半。
Ansoft LLC
0.00
XY Plot 2
Prob_3
-0.50
-1.00
dB(S(2,1))
-1.50
圆波导、同轴线、带状线、微带线简介
1、3 带状线简介
带状线的结构 带状线的结构如下图所示，由一个宽度为W， 厚度为t的中心导带和相距为d的上、下两块接地 板构成，接地板之间填充 r 的均匀介质。 带状线支持TEM波传输，这也是带状线的主 模式。同时带状线可认为是由同轴线演变而来， 故存在高次波形TE或TM模。一般可通过选择带 状线的横向尺寸来抑制高次模的出现，当取 min min b W 时可保证TEM波主模单模工 2 r 2 r 作。
圆波导
圆波导TE11场结构分布图
圆波导 将m=1，n=1代入TE波的各分量表达式，得到：
sin jz Er J1 ( ) e a cos '11 cos jz ( E J1 ) e a sin '11 cos jz ( H r J1 ) e a sin '11 sin jz H J1 ( ) e a cos '11 cos jz H Z J1 ( ) e a sin
c ( H01 ) 2(b a)
确定同轴线尺寸时，主要考虑以下几方面的因素：
同轴线简介
保证TEM波单模传输 c ( H11 ) (a b) 获得最小的导体损耗
a 3.59
b
Z0=77Ω
获得最大的功率容量
a 1.65
b
Z0=30Ω
显然，上述两种要求对应的特性阻抗值不同，因此 要兼顾考虑，实际中主要有75Ω 和50Ω 两个标准值。
'11
圆波导 由上图所见，圆波导中TE11模的场分布与矩 形波导的TE10模的场分布很相似, 因此工程上容易 通过矩形波导的横截面逐渐过渡变为圆波导, 从而 构成方圆波导变换器。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
-40.00
-50.00 70.00 75.00 80.00 85.00 90.00 Freq [GHz] 95.00 100.00 105.00 110.00 115.00
4-22
优化变量
4-23
பைடு நூலகம் 习题
请你设计一个Ku波段的微带波导转换电路，波导规 格R140，尺寸axb=15.7988x7.8994mm。微带使用 Fr4材料，0.508mm厚。要求覆盖整个波导工作频 率范围 11.9-18GHz。
4-24
谢谢！！
4-25
微带基板：Rogers RT/duroid 5880 Εr=2.2；tanδ=0.0009 H=0.127mm; t=0.018mm
4-5
综合50欧姆线宽
4-6
某同学建立的仿真模型
4-7
模型中材料设置
4-8
模型中端口设置
端口1 波端口 1个模式
端口2 波端口 1个模式
4-9
模型中边界设置
空气盒上盖 设为辐射边 界。
4-10
模型中波导开孔
1.5mm
0.4mm
4-11
模型中存在的问题
未利用对称性；
计算时间与网格数量N的平方成正比。利用对称性可以使 网格的数量减少一半。 使用有耗材料，场量的矩阵元素为复数。使用理想材料场 量的矩阵元素为实数。
介质基板使用有耗材料；
端口2有多个模式可以传播；
有高次模式可以传播，端口未设置（端口2模式数为1）。 致使高次模在端口全反射。
微带厚度不为零； 波导开孔过大（致命错误）。
波导开孔一定要保证在整个工作频率范围内波导开孔中除 微带工作模式-准TEM模之外，所有的高次模式都不能传 播。并且，这些高次模在波导开孔中要有足够的衰减（大 于20dB）。
4-12
波导开孔宽度与高次模单位长度衰减
计算端口1高次模的衰减/mm（a1是开口宽度 ,f=112GHz）。
单位长度衰减 约为15dB
4-13
波导与高次模的耦合
a1是开口宽度，f=112Ghz，L0=2mm。保证波导中 的能量绝大多数耦合到微带中。
每毫米耦合小 于-20dB
4-14
频率高端插损随开口宽度变化
横向尺寸突变
4-16
优化用仿真模型
微带用理想 导体(PEC) ； 介质基片用 无耗介质( Εr=2.2； tanδ=0); 空气介质用 真空 (Vacuum).
4-17
优化模型边界设置
4-18
优化模型边界设置
端口2 波端口 1个模式
端口1 波端口 1个模式
4-19
选择优化变量
Ansoft LLC
0.00
XY Plot 2
Prob_3
-0.50
-1.00
dB(S(2,1))
-1.50
Curve Info dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1 a1='1mm' dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1 a1='1.1mm' dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1 a1='1.2mm'
微带波导转换
电子科技大学 贾宝富
4-1
设计目标
W波段微带波导转换 工作频率：73.8-112GHz 端口反射： ≤-30dB 插入损耗： ≤1ddB
4-2
W波段波导
波导型号：WR-10 a×b=2.54mm×1.27mm
4-3
中心频率1/4波导波长
4-4
微带介质基片
W1
W1 L1
S1 S2
4-20
设置优化目标/选择优化器
4-21
优化结果
Ansoft LLC
0.00
XY Plot 1
Prob_1
Curve Info
-10.00
dB(S(1,1)) Setup1 : Sw eep1 dB(S(2,1)) Setup1 : Sw eep1
-20.00
Y1
-30.00
-2.00
-2.50
-3.00 70.00 75.00 80.00 85.00 90.00 Freq [GHz] 95.00 100.00 105.00 110.00 115.00
4-15
波导开口的原则
当波导开口的横 向尺寸变小以后 ，波导中边壁横 向尺寸的突变会 带来额外的反射 。因此，横向开 口的尺寸也不是 越小越好。选择 的原则是不能传 播高次模，并对 高次模有足够衰 减的前提下越大 越好。