影响开关电源效率的主要因素

中心议题：

* 效率估计

* 开关器件的损耗

解决方案：

* 合理选择开关电源IC有助于改善系统效率

效率是任何开关电源的基本指标，任何开关电源的设计考首先需要考虑的是效率优化，特别是便携式产品，因为高效率有助于延长电池的工作时间，消费者可以有更多时间享受便携产品的各种功能。开关电源设计中，为获得最高转换效率，工程师必须了解转换电路中产生损耗的机制，以寻求降低损耗的途径。另外，工程师还要熟悉开关电源器件的各种特点，以选择最合适的芯片来达到高效指标。

本文介绍了影响开关电源效率的基本因素，并提供了一些关于降低开关电源损耗的方法。

效率估计

能量转换系统必定存在效率损耗，因此，在实际应用中我们只能尽可能地获得接近100%的转换效率。目前市场上一些高质量开关电源的效率可以达到95%左右。图1所示电路的效率可以达到97%，但在轻载时效率有所降低。

开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET和二极管)，另外一部分损耗来自电感和电容。选择开关电源器件时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。图1采用了多种方法来降低能量损耗，例如：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。

图1MAX1556降压控制器的应用电路

开关器件的损耗

MOSFET和二极管由于其自身特性，会大大降低系统效率。相关损耗主要分成两部分：传导损耗和开关损耗。简单地说，任何电流回路都存在损耗电阻，造成能量损耗。MOSFET 和二极管是开关元件，导通时电流流过MOSFET或二极管，会有导通压降。由于MOSFET只有在导通时才有电流流过，MOSFET的传导损耗与其导通电阻、占空比和导通时的电流有关： PCONDMOSFET = IMOSFETONavg 2 ×RDSON ×D

式1中，IMOSFETONavg是MOSFET在导通时的平均电流。MOSFET的传导损耗的起因是导通电阻，导通电阻通常非常小。二极管的传导损耗则取决于自身的导通压降(VF)，导通压降

相对较大。因此，二极管与MOSFET相比会引入更大的传导损耗。二极管的传导损耗由导通电流、导通压降、导通时间决定。MOSFET关断时，二极管导通，二极管的传导损耗可以由以下公式计算：

PCONDDIODE = IDIODEONavg ×VF×(1-D)

IDIODEONavg是二极管导通时的平均电流。从公式可以看出，导通时间越长，相关的传导损耗越大。降压电路中，输出电压越低，二极管的导通时间越长，相应的传导损耗也越大。

由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生能量损耗。图2所示MOSFET的漏源电压和漏源电流的关系图可以很好地解释MOSFET的开关损耗，从上半部分波形可以看出，在MOSFET的开关过程中，由于对MOSFET的电容充电、放电，其电流和电压不能突变。图中，VDS降到最终状态(=ID×RDSON)之前，满负荷电流将流过MOSFET。相反，关断时，VDS在MOSFET电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图2可以清楚地看到这一点。

图2开关损耗发生在MOSFET通断期间的过渡过程

开关过渡时间与频率无关，因此开关频率越高开关损耗也越大。这一点很容易理解，开关周期变短时，MOSFET的开关过渡时间所占比例会大大增加，从而增大开关损耗。

与MOSFET相同，二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间，发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。当反向电压加在二级管两端时，电流会对二极管充电，产生反向电流尖峰(IRRPEAK)，从而造成V × I能量损耗，因为反向电流和反向电压同时存在于二极管。图3给出了二极管在反向恢复时的示意图。

图3反向电压加在二级管时由于正向电流造成的累积电荷的释放形成了电流尖峰

了解了二极管的反向特性，可以由下式估算二极管的开关损耗：

PSWDIODE ≈ 0.5×VREVERSE×IRRPEAK×tRR2×fs

VREVERSE是二极管的反向偏置电压，IRRPEAK是反向电流，tRR2是从反向电流峰值到恢复电流为正的时间。对于降压电路，当MOSFET导通的时候，Vin为二极管的反向偏置电压。

基于上述讨论，减小开关器件损耗的直接途径是：选择低导通电阻、可快速切换的MOSFET；选择低导通压降、快速恢复的二极管。通常，增加芯片尺寸和漏源极击穿电压，有助于降低导通电阻。因此，选择MOSFET时需要在尺寸和效率之间进行权衡。另外，由于MOSFET的正温度特性，当芯片温度升高时，导通电阻会相应增大。必须采用适当的热管理方案保持较低的结温，使导通电阻不会过大。导通电阻和栅源偏置电压成反比，因此，推荐使用足够大的栅极电压，使MOSFET充分导通，该方案也会增大栅极驱动损耗。而且，开关控制器件本身通常无法产生较高的栅极驱动电压，除非芯片提供有自举电路，或采用外部栅极驱动。MOSFET 的开关损耗取决于寄生电容，较大的寄生电容需要较长的充电时间，使开关转换变缓，损耗更多的能量。米勒电容通常反比于MOSFET的传导电容或栅-漏电容，在开关过程中对转换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷定义为QGD，为了快速切换MOSFET，要求尽可能低的米勒电容。一般来说，MOSFET的电容和芯片尺寸成反比，因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗，同时也要谨慎选择电路的开关频率。

对于二极管，必须降低导通压降，以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的二极管，导通压降一般在0.7V～1.5V之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间。额定电压较高的大尺寸二极管通常具有较高VF的和tRR，这会造成比较大的损耗。高速应用中的开关二极管一般以速度划分，速度越高，反向恢复时间越短。快恢复二极管的tRR为几百纳秒，而超高速快恢复二极管的tRR为几十纳秒。PN结二极管的导通压降较大，适合大电流、高压工作场合，通常用于大功率系统。低功率或便携产品中，即使经过优化选择的导通压降和tRR二极管仍会带来较大的损耗。

低功耗应用中，替代快恢复二极管的一种选择是肖特基二极管，这种二极管的恢复时间几乎可以忽略，反向恢复电压也只有普通二极管的一半，但它的工作电压远远低于快恢复二极管。考虑到这些特点，肖特基二极管被广泛用于低功耗设计，在低占空比时可以降低开关二极管的损耗。

公式

在一些低压应用中，即便是具有较低压降的肖特基二极管，所产生的传导损耗也无法接受。比如，在输出为1.5V的电路中，肖特基二极管的0.5V导通压降会产生33%的能量损耗。为了解决这一问题，可以选择低导通电阻的MOSFET实现同步控制架构。图1电路用MOSFET 取代二极管，它与另外一个MOSFET同步工作，所以在交替切换的过程中，保证只有一个导通。由此，二极管的高导通压降问题被转换成MOSFET的导通电阻和压降，取代了二极管的传导损耗。当然，同步整流也会带来其它影响，例如：增加了系统设计的复杂度、成本，特别是在大电流应用中，这种架构不见得比异步方案更优越，因为MOSFET传导损耗的提升与电流的平方成正比。另外，我们还要考虑同步整流中栅极驱动引入的能量损耗。

以上讨论了MOSFET和二极管对开关电源效率的影响。合理选择开关器件有助于改善效率，但这并非唯一的优化开关电源设计的渠道。从下面的讨论可以看到，电感、电容引入的损耗也是设计高效开关电源所面临的问题。