跨导运算放大器的设计
运算放大器的可用输出摆幅范围计算及跨阻放大器的设计
运算放大器的可用输出摆幅范围计算及跨阻放大器的设计全文共四篇示例，供读者参考第一篇示例：运算放大器是一种常见的电子元件，用于放大电压信号。
它具有高输入阻抗、低输出阻抗、无论输入信号大小如何都保持固定的放大倍数等特点，因此被广泛应用在各种电路中。
在设计电路时，我们经常需要计算运算放大器的可用输出摆幅范围，以确保信号能够正常放大并输出。
本文将介绍如何计算运算放大器的可用输出摆幅范围，并结合跨阻放大器的设计原理，为读者详细解析如何设计一个跨阻放大器。
让我们来了解一下运算放大器的可用输出摆幅范围的计算方法。
在实际电路中，运算放大器有一个工作范围，超出这个范围就会导致输出失真或截断。
可用输出摆幅范围指的是在输入信号范围内，输出能够正常工作的幅度范围。
一般来说，运算放大器的输出摆幅范围取决于供电电压和输入信号的幅度。
在理想情况下，运算放大器的输出范围可以达到供电电压的极限值。
如果供电电压为+10V和-10V，那么理想情况下运算放大器的输出范围为+10V到-10V。
但是在实际应用中，由于运算放大器内部的饱和效应、风险电平等因素的影响，实际的输出摆幅通常小于供电电压的极限值。
我们需要通过计算来确定具体的可用输出摆幅范围。
一般来说，可以通过运算放大器的数据手册来查找具体的参数，比如输入失真电压、输出摆幅等。
根据这些参数，可以利用以下公式来计算运算放大器的可用输出摆幅范围：可用输出摆幅范围= Vcc - VsatVcc为正供电电压，Vsat为输出饱和电压。
通常情况下，Vsat的值在数据手册中可以查到，一般为几毫伏。
还需要考虑输出负载的影响。
输出负载的存在会导致输出电压下降，从而影响运算放大器的可用输出摆幅范围。
在实际设计中，还需要考虑输出负载的大小，以确保输出电压不会受到明显的影响。
接下来我们将结合跨阻放大器的设计原理，来详细介绍如何设计一个跨阻放大器。
跨阻放大器是一种常见的放大电路，通过改变输入电阻的方式来实现放大功能。
低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计
低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计肖莹慧【摘要】为了满足电池供电设备低功耗、低电压的要求,提出一种用于超低电压和低功率混合信号应用的、基于米勒补偿的两级全差分伪运算跨导放大器(OTA).该放大器电路使用标准的0.18μm数字CMOS工艺设计,利用PMOS晶体管的衬体偏置减小阈值电压,输入和输出级设计为AB类模式以增大电压摆幅.将输入级用作伪反相器增强了输入跨导,并采用正反馈技术来增强输出跨导,从而增大直流增益.在0.5V电源电压以及5pF负载下对放大器进行模拟仿真.仿真结果表明,当单位增益频率为35 kHz时,OTA的直流增益为88dB,相位裕量为62°.与现有技术相比,所提出的OTA品质因数改善了单位增益频率和转换速率,此外,其功耗仅为0.08μW,低于其他文献所提到的OTA.【期刊名称】《沈阳工业大学学报》【年(卷),期】2018(040)004【总页数】5页(P431-435)【关键词】低电压低功耗;伪差分两级OTA;0.18μmCMOS技术;AB类模式;米勒补偿;正反馈技术;单位增益频率;转换速率【作者】肖莹慧【作者单位】中南财经政法大学武汉学院, 武汉430000【正文语种】中文【中图分类】TN432对于电池供电的应用产品(如生物医学植入式设备、无线传感器网络和微系统)，如何降低功耗是极其重要的[1].为了满足低功耗低电压要求，人们通常使用工作在弱反型(或亚阈值)区域中的MOS晶体管[2].随着薄氧化物技术的发展，为了避免击穿并保持器件的可靠性，人们减少了电源电压，短沟道器件的阈值电压(Vth)也相对于电源电压按比例缩小.短沟道器件倾向于短沟道效应(SCE)，这种效应降低了放大器的固有增益，使单级放大器难以获得高增益[3-4].MOS晶体管配置的共射共基放大器因有限的电源电压倾向于减小摆动而不能使用.与串联晶体管相比，具有公共栅极的堆叠复合(自共栅)晶体管[5]能够提供较小的输出电压和高电阻值，通过级联多个增益级可实现高增益，但需要额外的补偿电路，且每个增益级需要额外的功率补偿[6-7].米勒补偿[8-11]是两级运算跨导放大器(OTA)较为简单和流行的补偿技术，嵌套式米勒补偿将包含两级以上放大器，其在两个高阻抗节点之间放置一个补偿电容(CC).由于从输入级到输出节点的前馈路径将产生正(右手平面)零点，这会降低相位裕量并使OTA不稳定.为了改善OTA的稳定性，可以消除零点或将零点置于较高频率处.而为了将零点置于较高频率处，第二级放大器则需要较大的偏置电流，这增加了放大器的总功耗.有两种技术可使正零点无效，一种技术是将米勒电阻(RC)与CC串联；另一种技术则是通过在CC和输出节点之间放置电压(电流)缓冲器来断开正向通路[12-13].但用于低频OTAs和电压(电流)缓冲器中的大量芯片会增加额外的功耗.近年来，众多低压电路均利用了衬底驱动晶体管，例如差分放大器、电流镜、电压基准和缓冲器等[8-9].衬体驱动晶体管能够工作在低电压条件下，但其衬底跨导、本征增益较小，而输入电容较大.在文献[5]中已实现了基于自级联的OTA，但其品质因数较小；文献[1]中使用三阱CMOS技术实现了伪两级栅极驱动和衬体驱动OTA，但三阱技术的需求和额外的制造步骤导致了成本增加.这些OTAs使用电阻共模反馈电路不仅降低了输出电阻值，且增大了芯片的面积.本文提出一种低功耗、高增益的伪全差分二级OTA，OTA的输入和输出级处于AB类模式，意味着所有晶体管将驱动输入信号，从而提高压摆性能.OTA的输入级用作伪反相器，其增强了输入跨导(gmⅠ)，采用正反馈技术来增强输出跨导(gmⅡ).本文所提出的OTA工作电压为0.5 V，负载电容为5 pF.1 米勒补偿伪两级运算跨导放大器1.1 主放大器单级共源共栅电路拓扑结构中不适合设计工作在低电压下的大摆幅高增益放大器，相反，通常采用多级拓扑结构来实现期望的增益和输出摆动，可通过MOS晶体管的级联以及多个增益的级联来降低输出电导或增加MOSFET的输入跨导，以增加增益值[10].不同增益增强技术均有其优缺点，级联对于低电压电路不可用，多级需要补偿且每级会产生额外功率，电导可通过增加MOSFET的沟道而减小，但其增大了寄生电容.本文所提出的伪运算跨导放大器基于低电源电压，并且通过改善每个级的跨导而不增加分支中的电流来增强增益.此外，本文的OTA设计采用AB类模式以提高电压摆幅与增益.图1为米勒补偿二级伪运算跨导放大器的电路图.图1中，UIN和UIP为反相和同相输入端，UON和UOP为运算跨导放大器的输出节点.放大器第一级由伪差分对M1A-M1B、交叉耦合晶体管M2A与M4B以及M2B与M4A组成，所有晶体管偏置在亚阈值区域.在交叉耦合模式下，电压缓冲电路M2A-M2B，M4A-M4B将输入反馈到M3A-M3B.交叉耦合配置充当电压缓冲器，且其输出反馈到M3A-M3B的栅极，由于耦合配置，输入跨导将得到改善.输入级PMOS晶体管的衬底偏置电压低于衬底电压，以减小阈值电压.输入级的公共输出节点电压等于连接PMOS M4A-M4B晶体管的栅极电压，由于该种配置消除了共模反馈电路(CMFB)，为了避免额外的制造步骤，OTA中NMOS晶体管的所有衬底连接到地.第二级放大器的交叉耦合(M6A-M6B，M8A-M8B)配置与第一级放大器的交叉耦合配置类似.M8A-M8B衬底连接为正反馈模式，作为共源放大器.总输出级跨导等于输出级PMOS M7A-M7B晶体管的跨导乘以交叉耦合共源结构的增益AVCF，这有助于增强增益，并可保持右半复平面(RHP)零点处于较高频率，以提高相位裕量.交叉耦合共源结构的增益为(1)式中，gmK、gmbK和gdsK为第K个晶体管的栅极跨导、衬底跨导及漏极电导.图1所示电路中，晶体管MKA的所有参数等于晶体管MKB.图1 米勒补偿的二级伪运算跨导放大器电路图Fig.1 Circuit diagram of two-stage pseudo-OTA with Miller compensation差分模式下伪运算跨导放大器的总增益为(2)(3)gmⅡ=gm5+(gm7+gmb7)·(4)1.2 共模放大器对于全差分放大器，其需要共模反馈将输出节点稳定到所需的值，一般等于中间电源电压.这里二极管连接MOS放置在输入和输出级，设置共模电压等于中间电容值.二极管连接的MOS栅极电压等于共模电压，施加的差分信号的输入和输出跨导是单独的MOS跨导的总和.输入有效跨导gmⅠC和输出有效跨导gmⅡC及共模增益AVCM表示为(5)gmⅡC=gm5-(gm7+gmb7)·(6)(7)1.3 频率补偿米勒补偿是一种用来补偿两级放大器的技术，使用该技术可以在分裂极点的两个高阻抗节点之间插入补偿电容.由于从输入级到节点的前馈将产生正零点，这降低了相位裕量.本文所提出的运算跨导放大器使用米勒补偿技术来使放大器稳定，这里通过使零点保持在较高频率实现期望的相位裕量.第二级放大器需要较大的跨导，其由正反馈交叉耦合配置得到增强.米勒补偿运算跨导放大器的极点和零点分别为(8)Pnd(9)(10)式中：R1、R2为输入和输出级的输出电阻；Pd、Pnd为主极点和非主极点；PZ 为RHP零点.图1中经过米勒补偿的OTA单位增益频率为(11)2 模拟结果2.1 基本特性本文所提出的OTA基于Cadence Virtuoso环境设计，使用UMC 0.18 μm数字CMOS技术进行模拟.为了观察OTA的开环增益和相位性能，设置负载电容(CL)为5 pF来对放大器电路进行模拟.放大器的频率特性模拟结果如图2所示，可以看出，OTA增益为88 dB，单位增益频率为35 kHz，相位裕量为62°.图3显示了共模和电源抑制响应特性.由图3可以得出，放大器的共模抑制比(CMRR)约为94.5 dB，因为在第二级配置中的正反馈用作共模信号的负反馈，这导致在输出节点处共模增益较小，所提出的OTA对共模和电源信号不敏感.伪差分OTA的输入参考噪声特性如图4所示，OTA的噪声特性主要取决于输入级跨导，其输入级跨导是常规差分配置放大器的两倍，噪声抑制效果较好.图5显示了负载电容(CL)为5 pF，电源电压为0.5 V时，本文所提出的伪OTA大信号脉冲响应.当误差为0.1%和0.01%时，建立时间分别为40 μs和160 μs.图2 频率特性模拟结果Fig.2 Simulation results of frequency characteristics图3 共模和电源抑制响应模拟结果Fig.3 Simulation results of common mode and power supply rejection response图4 输入噪声响应特性模拟结果Fig.4 Simulation results of input noise response characteristics图6为本文所提出的OTA在单位反馈增益模式下的共模范围特性.当输入电压为0.1～0.4 V时，其具有线性范围，完全可以满足低频应用.图5 单位增益模式下大信号脉冲响应模拟结果Fig.5 Simulation resultsof large signal impulse response under unity gain mode图6 单位增益模式下输入共模范围模拟结果Fig.6 Simulation results of input common-mode range under unity gain mode2.2 性能比较表1对几种OTA的主要参数进行了对比，FOM1表示单位增益品质因数，FOM2表示转换速率品质因数.由表1可知，本文所提出的放大器在增益、噪声、单位增益频率(UGF)和电源抑制比(PSRR)方面均显示出更优的性能，品质因数(FOM)也高于其他OTA.其中，电源电压为0.5 V，FOM1和FOM2分别为109、231，均为其他OTA的两倍以上.另外，直流增益高达88 dB，而功耗仅为0.08 μW，远远低于其他OTA功耗.3 结论本文提出了一种低电压低功耗CMOS伪差分两级运算跨导放大器(OTA)，该放大器基于AB类拓扑结构，其中输入馈送到输入晶体管.为了避免低增益问题，在第二级放大器中采用正反馈技术提高了OTA的增益和稳定性，同时获得较小的电流及较大的跨导.与之前文献所提出的OTA相比，本文提出的OTA显示出更好的品质因数(FOM1和FOM2).同时，文中使用5 pF负载电容和0.5 V电源电压对OTA进行模拟，模拟结果显示，本文提出的OTA在35 kHz的单位增益频率下直流增益高达88 dB，相位裕量为62°.此外，输入参考噪声特性模拟结果显示，该OTA在低频下具有更好的闪烁噪声性能，且在1 kHz下的输入参考噪声有益于在生物医学中应用.该OTA在0.5 V电源电压下功耗为0.08 μW，远小于文献中其他OTA的功耗.表1 伪OTA与其他文献中的OTA模拟仿真结果对比Tab.1 Comparison in simulation results of pseudo-OTA and OTA in other literatures方法电源电压VCMOS技术直流开环增益dBUGFMHz相位裕量(°)压摆率(+/-)(V·μs-1)输入噪声(μV·Hz-1/2)CMRRdB本文0.50.18μm(双阱)88.0 0.035620.074/-0.0870.150(@1kHz)94.5(@1Hz)文献[9]0.550nm74.04.800493.4000.059(@1MHz)106.0(@5kHz)文献[5]1.0SOI45nm55.9656.00061500.000-63.0(@10kHz)文献[11]0.80.18μm(双阱)51.00.04065 0.1200.057(@1MHz)65.0(@1Hz)方法PSRR+dBPSRR-dB稳定时间μs负载电容pF总电流μA功耗μWFOM1FOM2本文84.5(@1Hz)110.5(@1Hz)160(0.01%)5.0 0.16 0.08109.0231.0文献[9]81.0(@5kHz)-0.53(0.1%)20.0200.00100.0048.034.0文献[5]60.0-0.07(1.0%)0.3620.00620.0031.724.2文献[11]---10.01.251.0032.096.0参考文献(References)：【相关文献】[1] Ragheb A N，Kim H W.Ultra-low power OTA based on bias recycling and subthreshold operation with phase margin enhancement [J].Microelectronics Journal，2017，47(3)：94-101.[2] Wang H J，Wang C H，He H Z，et al.A low-power voltage reference source based on sub threshold MOSFETs [J].Microelectronics Journal，2011，41(5)：654-657.[3] Shim J，Yang T，Jeong J.Design of low power CMOS ultra wide band low noise amplifier using noise canceling technique [J].Microelectronics Journal，2013，43(9)：821-826.[4] Akbari M，Hashemipour O.Enhancing transconductance of ultra-low-power two-stage folded cascode OTA [J].Electronics Letters，2014，50(21)：1514-1516.[5] 徐少波.一种基于信号处理的光纤液体温度传感器 [J].沈阳工业大学学报，2005，27(1)：77-79. (XU Shao-bo.An optical fiber liquid temperature sensor based on signal processing [J].Journal of Shenyang University of Technology，2005，27(1)：77-79.)[6] Gomez H，Espinosa G.55 dB DC gain，robust to PVT single-stage fully differential amplifier on 45 nm SOI-CMOS technology [J].Electronics Letters，2014，50(10)：737-739.[7] Garimella A，Furth P M.Frequency compensation techniques for op-amps and LDOs：a tutorial overview [J].Midwest Symposium on Circuits & Systems，2011(7)：1-4.[8] 薛超耀，韩志超，欧健，等.一种恒跨导轨对轨CMOS运算放大器的设计[J].电子科技，2013，26(9)：121-123.(XUE Chao-yao，HAN Zhi-chao，OU Jian，et al.A design of electronic technology，constant cross rail to rail CMOS operational amplifier [J].Electronic Science and Technology，2013，26(9)：121-123.)[9] Wu D，Gao C，Liu H，et al.A low power double-sampling extended counting ADCwith class-AB OTA for sensor arrays [J].IEEE Transactions on Circuits & Systems I：Regular Papers，2015，62(1)：29-38.[10]吴贵能，周玮.一种两级CMOS运算放大器电源抑制比提高技术 [J].重庆邮电大学学报(自然科学版)，2010，22(2)：209-213.(WU Gui-neng，ZHOU Wei.PSRR improvement technique for two-stage CMOS operational amplifier [J].Journal of Chongqing University of Posts and Telecommunications(Natural Science Edition)，2010，22(2)：209-213.)[11]田锦明，王松林，来新泉，等.一种新颖的OTA结构的数模转换器 [J].电子科技，2006(3)：13-16.(TIAN Jin-ming，WANG Song-lin，LAI Xin-quan，et al.A novel digital to analog converter with OTA structure [J].Electronic Science and Technology，2006(3)：13-16.)[12]Mirvakili A，Koomson V J.Passive frequency compensation for high gain-bandwidth and high slew-rate two-stage OTA [J].Electronics Letters，2014，50(9)：657-659.[13]Valero M，Celma S，Medrano N，et al.An ultra low-power low-voltage class AB CMOS fully differential opamp [J].IEEE International Symposium on Circuits & Systems，2012，57(1)：1967-1970.。
一种含有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器的分析与设计
第 1期
赵以诚, 等: 一种含 有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器的分析与设计
7
VREF
=
VBE 2 +
0 引言
近年 来随 着半 导体 产业的迅猛发展, 由于 LED(发光二极管 )具有体积小、功耗低、寿命长等 特点, 它被应用于很多领域, 诸如 LED 电脑显示 屏幕, LED电视, 汽车电子, 这就需要一款芯片驱 动 LED工作. 基于 LED 显示屏驱动芯片, 它用于 控制 100个串联的 LED的开启与关断, 本文设计 了一种用于 LED驱动芯片实现调光功能、升压式 直流调节的核心电路 含有带隙基准源的低功耗 运算跨导放大器 ( Gm _OTA ).
图 3 改进的带隙基准电路
图 3是一个可以完成上述两个功能的实际改
进电路. 这里加入了一个运算放大器 A 1, 它以 VX 和 VY 为输入, 驱动 R 1和 R2( R 1 = R 2) 的上端, 使得 X 点和 Y点稳定在近似相等的电压. 基准电
压可以在放大器的输出端得到. 经过分析, VBE 1 -
图 1 含带隙基准跨导放大器的结构图
* 作者简介: 赵以诚 ( 1984 - ), 男, 辽宁沈阳人, 硕士研究生, 从事集成电路设计研究. 收稿日期: 2010- 11 - 30
6
辽宁大学学报
自然科学版
2011 年
器模块共同构成, 带隙基准模块为跨导放大器模 块提供偏置电流. 2. 1 带隙基准源
( 1. 辽宁大学 物理学院, 辽宁 沈阳 110036; 2. 北京美新华微电子技术有限公司, 北京 100044; 3. 中山大学 信息科学与技术学院, 广东广州 510006)
摘 要: 提出一种含有带隙基准源的 低功耗 CMOS运算跨导放大 器的设计方法, 在 Candence 的 schm atic 工 具下完成了电路的搭建与整理, 并分析了其基本结构. 在此基础上, 运用 H sp ice仿真工具建立了电路模型, 并 完成了系统仿真验证. 在 7. 75V 电源电压下, 基于 csm c 0. 5 m 工艺模型, 本 设计可驱动 75 pF 负载, 相位 裕 度为 135度, 单位增益带宽为 1. 19 MH z, 静态功耗为 3. 43 mW, 实现了低功耗运算跨导放大器的良好性能. 关键词: 带隙基准源; 相 位裕度; 增益带宽; 跨导放大器 中图分类号: TN32 文献标识码: A 文章编号: 1000 5846( 2011) 01 0005 06
CMOS全差分轨对轨跨导器的设计及其应用
摘 要随着集成电路技术的发展，电流模式电路的研究设计已经成为国内外微电子、集成电路设计领域的热门前沿课题。
全差分式跨导运算放大器是电流模式电路的一种通用标准集成电路，是模拟系统和数字混合系统的基础。
跨导运放的基础应用有电压比较器和连续时间跨导-电容滤波器等。
本文主要研究设计一种新型全差分轨对轨输入的跨导器，其输入/输出动态范围线性可调节，并应用全差分轨对轨跨导器电路构造电压模式和电流模式的多功能双二阶滤波器。
具体研究内容如下：1、设计了一种新型全差分轨对轨结构且线性范围可调节的CMOS 跨导器电路，全差分电路由主放大器和共模反馈环路电路两部分组成，主放大器是由P型电路和Nμ工型电路的栅极并联组成。
电路是单级结构。
应用Cadence 软件，SMIC0.18m 艺,电源电压为1.8V,仿真结果表明：通过连续调节源级负反馈电阻值（0~30KΩ），单级跨导增益最高值为-69.7dB；输出电流的-3 dB截止带宽最高为396Mhz；输入电压线性范围扩展到±0.7V, 输出电流,与不包含源级负反馈电阻相比，范围增大了约5倍；CMRR为-124dB；PSRR为-62dB；功耗为1.5mW。
2、基于所设计的CMOS全差分轨对轨跨导器电路，分别应用组成电压比较器、电压模式和电流模式的多功能双二阶滤波器、模拟各种功能运算。
功能运算模拟包括全差分式电压模式和全差分式电流模式的加法器和积分器。
所设计的双二阶滤波器可以根据不同的输入端参数，实现低通、高通、带通、带阻四种滤波功能。
并且采用所设计双二阶滤波器并联实现四阶电压模式和电流模式滤波器，使用仿真软件Cadence，验证设计的正确性。
3、设计并绘制了不包含无源电阻的CMOS 全差分轨对轨跨导器的电路版图，其版图通过DRC、LVS、RCX验证，进行后仿真PS。
仿真结果表明：跨导增益、截止带宽均有下降，但基本与前仿真一致。
关键字：轨对轨；CMOS 全差分跨导器；跨导-电容双二阶滤波器；电压比较器AbstractWith the high speed development of integrated circuit, the study and design of current-mode circuit has becoming a popular advanced topic in microelectronics or integrated circuit fields of domestic and overseas. Fully differential operational transconductor amplifier (FD OTA) is a general integrated circuit standard of the current-mode circuit , and it is a basis between analog system and digital mixed system.The applications contain Voltage comparator and continuous time transconductance-capacitance filter.This paper mainly studies a new type transconductor with input of fully differential and rail-to-rail, its input/output dynamic range is linear adjustable, and using the transconductor circuit structure multifunctional Biquad filter of voltage mode and current mode. The main work is summarized as follows:Firstly, a new CMOS fully differential OTA circuit with rail-to-rail input and linear adjustable is designed, The fully differential circuit contains main amplifier and common mode feedback (CMFB)circuit . The main amplifier is both P-type、N-type paralleling gate pole.Circuit is only primary structure. Under the condition of SMIC 0.18 µm process and power voltage of 1.8 V, With Cadence application software, the simulation results show that: single grade transconductance gain is -69.7 dB, output current -3 dB by up to 396 Mhz bandwidth, input linear range expand to ±0.7 V, output current range expand about 5 times without source negative feedback resistance.CMRR for -124 dB, PSRR for -62 dB, and power consumption for 1.5 mW through continuous adjusting source resistance (0 to 30 KΩ ).Secondly, based on the design of the CMOS fully differential OTA circuit, a voltage comparator and voltage mode / current mode fully differential multifunctional Biquad filters are designed ,and all sorts of function operation analog respectively. Analog include adder and integrator with voltage mode fully differential and current mode fully differential. According to the input parameters, the Biquad filter can realize low-pass, high-pass, band-pass, band resistance four functions. The voltage mode and current mode four order filters are designed by the Biquad filter, and the validity of the design is verified with Cadencesoft.Thirdly, a CMOS fully differential OTA circuit layout is designed and mapped without source negative feedback resistance. And the layout is through the DRC, LVS, RCX verification, post simulation (PS). The simulation results show that: the overall performance of PS is consistent with the former simulation except for a slight decrease of transconductance gain, the -3dB bandwidth and linear range.Key words: rail-to-rail; CMOS fully differential OTA; transconductance-capacitance Biquad filter; voltage comparator目 录摘 要I Abstract II 第一章 绪论1§1.1引言 (1)§1.1.1模拟集成跨导放大器概述 (1)§1.1.2 研究目的和意义 (1)§1.2国内外研究现状 (2)§1.3本论文内容安排 (3)第二章 全差分跨导运算放大器基本原理及其非线性分析4§2.1 全差分跨导运算放大器理论 (4)§2.1.1全差分跨导运算放大器符号表示 (4)§2.1.2全差分跨导运算放大器结构框图 (5)§2.2 全差分电路的线性化技术 (7)§2.3全差分结构和伪差分结构比较 (9)§2.4 本章小结 (10)第三章 新型线性可调节FD OTA设计关键技术与仿真实现11§3.1 FD OTA电路总体结构设计 (11)§3.1.1轨对轨交叉耦合差动式CMOS输入级 (11)§3.1.2电路中使用的电流镜 (13)§3.2 电路中使用的共模反馈电路 (17)§3.3电路中使用的电压偏置电路 (18)§3.4主跨导器电路的设计和分析 (18)§3.5 CMOS FD OTA电路仿真验证 (22)§3.6 本章小结 (27)第四章 全集成 CMOS FD OTA的应用28§4.1电压比较器 (28)§4.1.1电压比较器的简单介绍 (28)§4.1.2 CMOS FD OTA模块构成的电压比较器 (28)§4.2全差分连续时间CMOS双二阶滤波器 (29)§4.2.1双二阶滤波器 (29)§4.2.2跨导-电容连续时间滤波器的设计方法 (30)§4.3跨导-电容模块的功能模拟 (31)§4.3.1全差分积分器简单介绍 (31)§4.3.2全差分跨导器模拟电阻 (32)§4.3.3全差分电压模式和电流模式的加法器 (32)§4.3.4全差分电压模式和电流模式的积分器 (33)§4.4双二阶CMOS FD OTA-C连续时间滤波器的设计 (35)§4.4.1电压模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计和分析 (35)§4.4.2电压模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的仿真验证 (36)§4.4.3电流模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计和分析 (37)§4.4.4电流模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的仿真验证 (38)§4.5四阶CMOS FD OTA-C连续时间滤波器的设计 (39)§4.5.1 电压模式四阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计电路和仿真 (39)§4.5.2 电流模式四阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计电路和仿真 (40)§4.6本章小结 (41)第五章 基准源的设计和仿真42§5.1基准源的分类和特点 (42)§5.1.1带隙电压基准 (42)§5.1.2带隙电流基准 (44)§5.2电路中使用的基准电流源设计和仿真 (46)§5.2.1 带隙基准电流电路的工作原理 (46)§5.2.2电路分析 (47)§5.2.3电路仿真 (47)§5.3本章小结 (49)第六章 电路版图设计、验证和后仿真50§6.1模拟电路版图设计步骤 (50)§6.2版图设计中的注意事项 (50)§6.3电路版图设计和后仿真实现全过程 (51)§6.4本章小结 (53)第七章 总结与展望55§7.1 总结 (55)§7.2 展望 (55)参考文献57致 谢60作者在攻读硕士期间主要研究成果61第一章绪论第一章 绪论§1.1引言电流模式设计方法是近几十年的重大发现和未来模拟集成电路发展的新阶段。
基于可编程跨导运算放大器POTA低通有源滤波器设计
基于可编程跨导运算放 大器 Ｐ Ｔ Ｏ Ａ低通有源滤波器设计
王淑艳① ② 滕建辅①
３０７） ０ ０ ２ ① 天津大学电子信 息工程 学院 天津 （
② 中国民用航 空学院 天津 ３ ０ ０ ） （ ０３０
摘 要 该文给 出了基 于可 编程跨导运算放大器（Ｏ Ａ 的有源滤波器设计方法 ，能在一定范 围内实现跨导值程控 ＰＴ）
．
ｍ ｅｈ０ ｔ ｄ
１ 引言
跨导运算放大￣（ ｐ ｒｔ ｎ ｌ ｒ ｓｏｄ ｃａｃ ｍｐｉｅ ， Ｏ ｅａｉ ａＴ ａ ｃｎ ｕｔｎｅＡ ｌ ｒ ｏ ｎ ｉ ｆ Ｏ Ａ 是一种 电压控制的 电流源。该器件 电路简单 ， Ｔ ） 高频性能 好 ，很 适合用 于实现全 集成连 续 时间有源滤 波器 。但普通 Ｏ Ａ的跨导值一般通 过可 调电阻来 调节 ， Ｔ 而普通的可调电阻 是不利于高度集成及程控 调节 的。为了解决这个 问题 ，采用 模数混合信号处理技术 ，给 出基 于可编 程分压器 …的跨导运 算 放 大 器 （ｒｇａ Ｐｏ ｒｍｍａ ｌ ｂｅ Ｏｐｒｔ ｎｌ ｒｎｃｎ ｕｔ ｃ． ｅａｉ ａ ｏ Ｔａｓｏ ｄ ｃ ｎ ｅ ａ Ａｍ ｌ ｅ ，Ｐ Ｔ ，其跨 导值在一 定范 围 内实现程 控调整 ， ｐｉ ｒ Ｏ Ａ） ｉ ｆ ｓ 提 高调节精度和准确度 。利用 Ｐ Ａ设 计出的有源滤波器 ， ＯＴ 其截止 频率和 增益都可 程控 调节 ，提高 了使用范 围和灵 活
ｐ ｌ ｎ ｍｉ ｌ ａ ｅ ａ ｏ ｄ ｄ ｂ ｓｎ ａ ｏ ｉ ｔ ｏ ． ｔ ｅｆ ｔ ｒ ｉ ｕ ｔ ｓｃ ｍｐ ｓ ｄｏ ＯＴ ａ ｄ ｇ ｏ ｎ ａ ａ ｉ ｒ． ｔ ａ ｏ ｙ ｏ ａ ｎ ｂ ｖ ｉｅ ｙ ｕ ｉｇ Ｊ ｃ ｂ ｃ ｍｅ ｈ ｄ Ａｃ ｉ ｌ ｒ ｉ ｉ ｏ ｏ ｅ ｆ ｖ ｉ ｅ ｃ ｃ Ｐ Ａ ｎ ｒ ｕ ｄ ｃ ｐ ｃｔ ｓ Ｉ ｈ ｓ ｏ ｔ ｅ ｃ ａ ａ ｔ ｒ ｔｃ ｆ ｉ ｈ ｓａ ｉ ｔ ｎ ｗ ｅ ｓｔ ｉ ｅ ． ｄ ｓｇ ｘ ｍｐ ｅ ｉ ｇ ｖ ｎ ａ ｄ ｔ ｅ ｓｍｕａ ｅ ｅ ｕｔ ｈ ｗ ａ ｅ ｈ ｈ ｒ ｃ ｅ ｉ ｉ ｓ ｇ ｔ ｂ ｌ ｙ ａ ｄ ｌ ｓ ｎ ｉ ｖ ｔ ｓ Ａ ｅ ｉ ｎ ｅ ａ ｌ ｉ ｅ ｎ ｈ ｉ ｌｔ ｄ ｒ ｓ ｌ ｓ ｏ ｔ ｔ ｈ ｓ ｏ ｈ ｉ ｏ ｉ ｉ ｓ ｓ ｈ ｔ ｇ ｖ ｎ ｍｅｈ ｄ ｉ ｓ ｉ ｂ ｅｆ ｒ ｏ ｔ ｕ ｕ ｉ ｃ ｉｅ ｆ ｔ ｒ ｅ ｉｎ ｉ ｅ ｔｏ ｕｔ ｌ ｎ ｉ ｏ ｓ ｍｅａ ｔ ｌ ｓ ． ｓ ａ ｏ ｃ ｎ ｔ ｖ ｉ ｅｄ ｇ
一种恒跨导CMOS运算放大器的设计
一种恒跨导CMOS运算放大器的设计王怡倢;李会方;温琼;陈志寅【摘要】设计了一种宽带轨对轨运算放大器,此运算放大器在3.3 V单电源下供电,采用电流镜和尾电流开关控制来实现输入级总跨导的恒定.为了能够处理宽的电平范围和得到足够的放大倍数,采用用折叠式共源共栅结构作为前级放大.输出级采用AB类控制的轨对轨输出.频率补偿采用了级联密勒补偿的方法.基于TSMC 2.5μm CMOS工艺,电路采用HSpice仿真,该运放可达到轨对轨的输入/输出电压范围.%A wide-band rail-to-rail operational amplifier working with single power supply of 3. 3 V is designed. Current mirrors and tail current swithes are used to keep the transconductance of the input stage constant. In order to get enough gain and to deal with wider level range, the folded-cascode structure is adopted as the preamplifier. A class AB controJ is used in the outpur stage. The operational amplifier is compensated with the cascoded Miller frequency compensation technique. Based on the TSMC 2. 5 μm CMOS process, the circuit is simulated by HSpice. It can achieve rail-to-rail of signal input and output range.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2011(034)008【总页数】4页(P140-143)【关键词】轨对轨;运算放大器;电流开关;AB类输出级【作者】王怡倢;李会方;温琼;陈志寅【作者单位】西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129;西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129;西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129;西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129【正文语种】中文【中图分类】TN402-340 引言随着微电子技术的发展，混合信号集成电路得到了广泛应用。
等效跨导的计算方法
等效跨导的计算方法
等效跨导是指在电子电路中用于描述放大器的增益特性的参数。
对于一个放大器而言，其等效跨导就是输出电流变化与输入电压变化之间的比值。
在电路分析和设计中，计算等效跨导是非常重要的。
这里介绍一种常用的等效跨导计算方法。
假设放大器的输入端口处的电阻为Rin，输出端口处的电阻为Rout，放大器的电流增益为Ai，输入电压为Vi，输出电流为Io。
那么，放大器的等效跨导可以表示为：
gm = Ai * Io / Vi
其中，gm即为等效跨导。
根据电路分析的基本原理，我们可以知道：
Io = Ai * Vi / Rin
同时，又有：
Vi = Io * Rout
因此，将上述两个式子代入等效跨导公式中，可以得到：
gm = Ai * Ai * Rout / Rin
这个公式就是等效跨导的计算方法。
通过对放大器的输入端口和输出端口的电阻、电流增益等参数的测量，可以很容易地计算出等效跨导。
在电路设计中，我们往往需要根据等效跨导的大小来选择合适的放大器，以达到设计目标。
- 1 -。
两级集成运放跨导放大电路
两级集成运放跨导放大电路是一种基于运算放大器的放大电路，它通过两级放大电路的级联，实现了高放大倍数、低噪声、高输入阻抗和低输出阻抗等优点。
第一级放大电路采用同相输入放大器，其输入阻抗高，输出阻抗低，能够有效地减小信号的损失。
同时，该级电路的增益较高，能够实现较大的信号放大。
第二级放大电路采用差分放大器，其能够有效抑制零点漂移，进一步提高了电路的稳定性。
在跨导放大电路中，输入信号为电压信号，而输出信号则为电流信号。
通过调整电路的参数，可以使得输出电流与输入电压成正比关系。
这种电路适用于低频信号的放大，例如音频信号、视频信号等。
两级集成运放跨导放大电路具有许多优点。
首先，由于采用了集成运放器，因此该电路具有体积小、重量轻、易于集成等优点。
其次，该电路具有高放大倍数、低噪声、高输入阻抗和低输出阻抗等优点，能够实现信号的高效放大和传输。
此外，该电路还具有宽频带特性，能够适应高速信号的传输和处理。
在实际应用中，两级集成运放跨导放大电路可以应用于各种领域。
例如，在音频系统中，该电路可以用于放大音频信号，提高音质；在视频系统中，该电路可以用于放大视频信号，提高图像质量；在测量系统中，该电路可以用于放大微弱信号，提高测量精度。
总之，两级集成运放跨导放大电路是一种高性能、高稳定性的放大电路，具有广泛的应用前景。
低电压低功耗恒跨导CMOS推挽运算放大器的设计与研究
摘要： 本文设计和研 究了一种新型的低 电压低功耗且有恒定跨导的 Ｃ Ｓ ＭＯ 运算放大器， 输入级 采用电流
镜技 术的差分输入级 结构 ， 出为推挽 结构 ， 输 其输入输 出摆幅均为Ｒａ一ｏ ｒ１工作电压为 ２ Ｖ低 电源电压 ， ｉ ｔ—ａ ， １ ｊ ． ０
ｏ ｔｅｗｈ ｌ ｃｒｕｔ ｓ ａ — Ｏ ａｌＴｈ ｉｃ ｉ ｄ ｓ ｎｉ ｒａ ｚ ｄｉ ．５ｔ ＣＭ Ｏ Ｓｔｃ ｎ ｌｇ ｒｓ ｎａ２０ ｌｗ ｆ ｈ ｏｅ ｉ ｉｉ ｒｉ ｔ —ｒｉ ｃ ｌ ． ｅｃｒｕｔ ｅｉ ｌ ｅ Ｏ３ ￣ ｇ ｓｅ ｉ ｎ ｍ ｅ ｈ ｏｏ ｙａ ｗｏ ｋ ．Ｖ ｎｄ ｉ ｏ ｓｐ ｌ ｏｔｇ ， ｕ ｐｙｖ ｌ ｅ ａ
寸的减小 ， 便携式 电子产 品的飞速发展 ， 低压低功耗 入 动态 范 围达 到 全摆 幅 ，而输 出 为推 挽输 出 ，也 是 全 Ｖ 电路显得 日益重要 ， ＩＩ ｓ 而运算放大器作 为模拟电路 摆 幅 。 的最主要的组成单元 ， 其在低 电源下 的设计也受到越 ２基本的 Ｒ ｉ ｔ ｒｌ 入结 ｊ ａ—ｏ ａ 输 ｌ — ｉ ｊ Ｉ 来越 多的重视。 对于模拟电路 ，电源 电压 的变化将对其性能产生 严重的影 响，在晶体管最小线宽降到亚微米阶段时 ， 栅氧化层的厚度随之减小 。为了避免 晶体管 的击穿 ，
中阅 嚣 俄 俄表 ２ ６ 第２ ０年 期 ０
维普资讯
—
ｌ －■‘牖 ＾ ■ ■
Ｎ Ｏ 差分输 人对 ，Ｍ一 Ｐ Ｏ 差分输人对 。 Ｍ Ｓ Ｍ 为 Ｍ Ｓ Ｒ ｉ ｔ ｒｌ ａ— —ａ 输人级的工作 原理如下 ，Ｐ Ｏ ｌｏ ｉ Ｍ Ｓ差分 输人对共模输人电压 为 Ｖ ＜ Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ ＜ 。 ｍ 一 ，Ｎ Ｏ Ｍ Ｓ 差分输人对共模输入 电压为 Ｖｓ ＋Ｖ ． Ｖ ， ｓ＋Ｖ ＜ ＜ ｍ Ｖ ， 其中 Ｖ 为共模输人电压 ， 为 Ｐ管的栅源 电压 ， Ｖ Ｖ 为电流源两端 电压 ， 为正电源 ，Ｖ Ｖ 为负电源 ， Ｖ 为 Ｎ管的栅源电压 。 输人级所需要的最小 电源电压为 Ｖ ＝Ｖ ＋Ｖ ＋２ 。当电源电压大于 Ｖ ｊ ， Ｖ 时
运算放大器电路及版图设计报告
目录摘要 (3)第一章引言 (4)第二章基础知识介绍 (5)集成电路简介 (5)CMOS运算放大器 (5)理想运放的模型 (5)非理想运算放大器 (6)运放的性能指标 (6)CMOS运算放大器的常见结构 (7)单级运算放大器 (7)简单差分放大器 (8)版图的相关知识 (9)版图介绍 (9)硅栅CMOS工艺版图和工艺的关系 (9)Tanner介绍 (10)第三章电路设计 (11)总体方案 (11)各级电路设计 (11)第三级电路设计 (11)第二级电路设计 (12)第一级电路设计 (13)三级运放整体电路图及仿真结果分析 (15)第四章版图设计 (16)版图设计的流程 (16)参照所设计的电路图的宽长比，画出各MOS管 (16)布局 (18)画保护环 (18)画电容 (18)画压焊点 (19)整个版图 (20)第五章 T-Spice仿真 (22)提取T-Spice文件 (22)用T-Spice仿真 (25)仿真结果分析 (27)第六章总结 (28)参考文献 (29)摘要本次专业综合课程设计的主要内容是设计一个CMOS三级运算跨导放大器，该放大器可根据不同的使用要求，通过开关的开和闭，选择单级、两级、三级组成放大器，以获得不同的增益和带宽。
用ORCAD画电路图，设计、计算宽长比，仿真，达到要求的技术指标，逐级进行设计仿真。
然后用L-Edit软件根据设计的宽长比画版图，最后通过T-Spice仿真，得到达到性能指标的仿真结果。
设计的主要结果归纳如下：（1）运算放大器的基本工作原理（2）电路分析（3）设计宽长比（4）画版图（5）仿真（6）结果分析关键词：CMOS运算跨导放大器；差分运放；宽长比；版图设计；T-Spice 仿真第一章引言众所周知，微电子技术、电力电子技术和计算机技术在相互渗透、相互支撑和相互促进的紧密关系中，均得到了飞速的发展。
现代信息社会的支柱——计算机和通讯，其主要硬件设备是集成电路。
一种具有高增益和超带宽的全差分跨导运算放大器
0中国集成电路设计♦China lntegrated Circult一种具有高增益和超带宽的全差分跨导运算放大器罗杨贵1,曾以成1,邓欢2,唐金波21.湘潭大学物理与光电工程学院；2.湖南毂梁微电子有限公司摘要：基于GSMC0.18um CM OS工艺，设计了一种应用于12位ADC的全差分运算放大器。
为了提高增益,在套筒式共源共栅结构上运用了增益提高技术。
为了提高输入跨导，采用隔离效果更好的深N阱CMOS作为输入端，从而提升增益带宽。
为了降低功耗，利用单端放大器作为辅助运放。
整体电路结构简单优化。
仿真结果表明，运算放大器直流开环增益大于100dB，单位增益带宽大于800M H z,相位裕度大于70毅,完全满足目标ADC的性能要求，是一种新型且质量较高的运放，也可应用于其它场合。
关键词：增益提高；套筒式共源共栅；高增益带宽;深N阱中图分类号:TN432文献标识码:AA Fully Differential Transconductance Operational Amplifierwith high Gain and ultra GBWLUO Yang-gui,ZENG YirCheng1,DENG Huan2,TANG Jn-bo21.SchoolofPhysicsand Opibe]ectronics,X iangtan University;2.H unan Greai-Leo M icroe]ectronicsCO.LTDAbstract:Based on theGM SC0.18um CM OS process,a fuUy differentialoperationalam plifierlbr12-bitADC is designed.In orderto increase the gain,a gain-enhancing technique is used on the te]escopic cascode structure.In order to increase input transconductance,the deep N-W elltansistorwith better isolation function was used as the input,thereby to enhance the gain bandwidth.In order to reduce power consumption,a single-ended amplifier is used as an auxiliary operational amplifier.The overall circuit structure is simple and optimized.The simulation results show that the operational amplifier DC open-loop gain is greater than100dB,the unity gain bandwidth is greater than800MHz, and the phase margin is greater than70毅,which fully meets the performance requirements of ADC.It is a new and high-quality operational amplifier that can also be applied to other applications.Keywords:Gain enhancement;Telescopic cascode;High gain bandwidth;Deep N_well0引言模数转换器作为连接模拟信号与数字信号的桥梁，越来越显示出其重要性。
恒跨导高摆率轨对轨运算放大器的设计
图３ Ａ Ｂ类输 出原理 图
通路的直流增益 ，系统的开环传递函数为 ：
栅极之间 电压的恒定。Ａ Ｂ类输 出原理 图如 图 ３ 所示。Ａ Ｂ
类输出采用两个 浮栅 ＭＮ ３和 ＭＰ ３相对于采用 电阻 ，它能
更有效地减小芯片面积。Ａ Ｂ类输出电路形成Ｎ－ 线Ｉ回路 ｔ 生 ＂
ＭＰ—ＭＰ １ ４以及 ＭＮ１ ＭＮ ，确定了两输 出管的静态 电流 － ４ 固定了两输出管 ＭＰ ４和 ＭＮ ４栅极之间的电压。
时不会产生额外的静态 电 ［］ 流 ５ｏ － ６
１２频 率 补 偿 ．
为了保证整个系统 的稳定性 ，需对电路进行频率补偿，
电路补偿方案如图 ２ 所示。
可以保证最大动态输 出的 电流远大于静态 电流 ，从而提高 输出级的效率 。Ａ Ｂ类输 出的关键在于保持两个输 出晶体： 管
一 胁
★基金项 目 ： 甘肃省 自然科学基金资助项 目 （ １ＲＺ ０５。 １ ０ ＩＡ ６） ０
２ｏ＂ ¨
０ 引言
运算放 大器是集成 电路 中应用最 广泛的 电路单 元之
一
，
它是模拟及数 模混合 电路中的—个重要模块 。近年来
随着电子技术的发展，对芯片的性能要求也越 来越高 ，同 时对运算放大器在性能上提出了更高要求。对 于 Ｒｉｔ ａ— — ｌｏ
Ｔｈｅ ｓｍ ｕｌｔｄ ｒ ｓ ｌｓｓ ｗ ｅ ｈａ ｈｅ ｏ ｒｔｏ ｌ ｍ ｐｉ ｅ ａ ａｌ—ｏ —ａｌｉ ｕｔａ ｕｔ ｕｔａ ｈｅ ｍ ａ ｉ ｕ ｍ ｉ ａｅ ｅ ｕｔ ｈｏ ｄ ｔ ｔｔ ｐｅ ａｉ ｎａ ａ ｌ ｒ ｈ ｓｒｉ—ｔ —ｒ ｉ ｎｐ ｎｄ ｏ ｐ ｎｄ ｔ ｘ ｍ ｍ ｇ ｉ ｆ
低电压全摆幅恒跨导CMOS运算放大器的设计
第# 期
吉首大学学报 （ 自 然 科 学 版） ,%-./0& %1 ,234%- 5/267 .3289（ (08-.0& :;27/;7 <=282%/ ）
$% & ’!"
(% ’ #
!))* 年 + 月
:7 >8 ’ !))*
! !! ! ! !! ! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! !! ! ! ! !! ! ! !! ! ! ! 文 章编 号： ?))" @ !+A# （!))*） )# @ ))B# @ )B
"
收稿日期： !))* @ )F @ ?? 基金项目： 国家自然科学基金资助项目 （#)! "")?)） 作者简介： 谢长焱 （?+F# @ ） ， 男， 湖南长沙人， 中南大学信息科学 与工程学院 教授， 主要从事电 子技术、 电路 与系统 理 论、 控制系统设计研究 ’
;#
吉首大学学报 （自然科学版）
低 电 压 全 摆 幅 恒 跨 导
CDE: 运
算 放 大 器 的 设 计
谢长焱? ， 何怡刚 !
（? ’ 中南大学信息科学与工 程学院， 湖南 长沙 B?))AF ； ! ’ 湖南大学电气与信息工程学院， 湖南 长 沙 B?))A !）
பைடு நூலகம்
摘
要： 给 出了一种常用两级低电压 CDE: 运 算放大 器的输 入级、 中间增 益级及 输出级 的原理 电路图， 并阐 述其主 要
（ * , +） - % 常 数， !" ’() % - ’ ()
跨导运算放大器
183第5章 集成跨导运算放大器内容提要 跨导放大器(包括双极型OTA 和CMOS 跨导器)是一种通用性很强的标准器件，应用非常广泛，主要用途可以分为两方面。
一方面，在多种线性和非线性模拟电路和系统中进行信号运算和处理；另一方面，在电压模式信号系统和电流模式信号系统之间作为接口电路，将待处理的电压信号变换为电流信号，再送入电流模式系统进行处理。
本章将介绍OTA 的基本概念，双极型集成OTA 的电路结构，及其OTA 在模拟信号处理中的基本应用原理。
CMOS 跨导器是近年来研究和发展的主流，本章将主要介绍几种CMOS 跨导放大电路。
5.1 引言跨导放大器的输入信号是电压，输出信号是电流，增益叫跨导，用G m 表示。
集成跨导放大器可分为两种，一种是跨导运算放大器(Operational Transconductance Amplifier)，简称OTA ；另一种是跨导器(Transconductor)。
跨导运算放大器是一种通用型标准部件，有市售产品，而且都是双极型的。
跨导器不是通用集成部件，它主要用于集成系统中进行模拟信号的处理，跨导器几乎都是CMOS 型的。
双极型OTA 和CMOS 跨导器的功能在本质上是相同的，都是线性电压控制电流源。
但是，由于集成工艺和电路设计的不同，它们在性能上存在一些不同之处：双极型OTA 的跨导增益值较高，增益可调而且可调范围也大(3～4个数量级)；CMOS 跨导器的增益值较低，增益可调范围较小，或者不要求进行增益调节，但它的输入阻抗高、功耗低，容易与其他电路结合实现CMOS 集成系统。
由于跨导放大器的输入信号是电压，输出信号是电流，所以它既不是完全的电压模式电路，也不是完全的电流模式电路，而是一种电压／电流模式混合电路。
但是，由于跨导放大器内部只有电压一电流变换级和电流传输级，没有电压增益级，因此没有大摆幅电压信号和密勒电容倍增效应，高频性能好，大信号下的转换速率也较高，同时电路结构简单，电源电压和功耗都可以降低。
跨导运算放大器原理与应用
ｒｅａｌｉｚｅ ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｃｅ
ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ
ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ
ａｂｏｕｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ ｏｆ ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ．Ａｌｌ ｆｉｌｔｅｒ
ａｎｄ
ｐｒｏｐｏｓｅｄ
ａｒｏ
ａｌｌ
ｐｒｏｖｅｄ
ｂｙ
ｔｈｅ
ＰＳｐｉｅｅ
ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，ｔｈｅ
ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｈａｖｅ ｂｅｅｎ ｃｏｎｓｉｓｔｅｎｔ ｗｉｔｌｌ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ．
１、保密口，在……年解密詹适用本授权书。
２、不保密翅。
（请在以上相成方框内打“￣／”）
作者签名：
曾毳羡
，
嚣巅：砷每参曩三鑫
导师签名：莨长五日期：弧心产６月罗日
ｆ
跨导运算放大器原理与应用
第一章绪论 引言
世界上第一块集成电路，是１９５８年美国德克萨斯仪器公司的基 尔比和仙童公司的诺伊斯同时制作出来的（中国的第一块集成电路是
ｍｏｄｅ
ａｎｄ
ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ＯＴＡ ａｒｅ ｂｒｉｅｆｌｙ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｓｏｍｅ ｂａｓｉｃ ｔｈｅｏｒｉｅｓ ｃｌａｓｓｉｃａｌ ｍｅｔｈｏｄｓ ｏｆ
ａｎａｌｏｇ
ｆｉｌｔｅｒ
ａｌｅ
ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ
ｐａｐｅｒ．Ｗｉｔｈ ｔｈｅ
Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ａｂｂｒｅｖｉａｔｉｏｎ：ＯＴＡ），ｉｔ ｈａｓ ｖｅｒｙ ９００ｄ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎｄ ｏｂｖｉｏｕｓ ｐｒａｃｔｉｃａｌ ａｎｄ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ｖａｌｕｅ，ｔｈｅ ｈｕｇｅ
跨导的计算公式
跨导的计算公式1. 引言在现代电子学领域中，一个非常重要的电路分析工具就是跨导（transconductance），它是指一个电路器件输出端电流和输入端电压之间的比值。
跨导也称为电流放大系数，通常用符号Gm表示，并且具有单位A/V。
跨导可被用于分析放大器电路、电路中的线性化、信号处理和其他广泛的应用。
在该文章中，我们将详细讨论跨导的计算公式以及其在电子学中的应用。
2. 跨导的计算公式跨导是一个输出端电流和输入端电压之间的比值，通常用下面的公式表示：Gm = dIout / dVin其中，Gm表示跨导，Iout表示输出端电流，Vin表示输入端电压。
对于一个线性的增益器，增益可以表示为输出电流和输入电压之比：A = Iout / Vin因此，跨导可以表示为增益除以输入电压：Gm = A / Vin这个公式表明，跨导取决于放大器的增益和输入电压。
3. 跨导的应用跨导是电子学中的一个重要概念，在各种电路分析和设计中都有着广泛的应用。
下面是一些应用示例。
3.1 放大器设计跨导在放大器设计中被广泛使用，特别是在差分放大器中。
差分放大器是一种电路，它可以从两个输入信号中提取出差异。
这种电路使用了一个跨导放大器，利用输入信号的差异来产生输出电压。
3.2 线性化电路线性化电路是一个增加电路线性化的技术，通过增加跨导可以减小非线性的效应。
在操作放大器时，该技术可以用来减小非线性失真的影响，从而提高放大器的性能。
3.3 衰减器在一些电路中，可以使用跨导作为衰减器。
衰减器是将输入信号的幅度减小的电路，可以用来降低信号强度。
衰减器通常包括一个跨导放大器和一个带负反馈环路的电路。
4. 结论跨导是现代电子学的重要概念，用于描述电路输出电流和输入电压之比。
在放大器设计、线性化电路和衰减器等应用中，跨导具有广泛的应用。
本文提供了跨导的计算公式，并讨论了跨导在电子学中的一些典型应用。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
跨导运算放大器的设计一、实验任务1-1 实验目的学会使用数模混合集成电路设计仿真软件Hspice ；学会按要求对电路的参数进行调整；学会对工艺库进行参数提取；学会用提取的参数进行手工计算分析并与仿真得出的参数进行比较。
通过上述实践达到对之前所学《模拟集成电路原理与设计》理论课程内容的更深入的理解和掌握，以及初步掌握模拟集成电路设计的方法和步骤，使学生能较快适应未来模拟集成电路设计的需求。
1-2 实验任务：设计一个跨导运算放大器（1） VDD=1.8 V , 使用models.mdl 库文件，1:B 是指两个管的w/L 之比，I bias =54 μA ，试调整各个管的参数，使该运放的放大倍数A V =inip noutv v v ->60，而且同时满足增益带宽积GBW>100 MHz ，相位裕度PM>65 o C，并且最优指数totalLI C GBW FOM •=>0.422，可先参照一个样板仿真文件ota.sp 和 ota_test.sp ，然C LB : 1 1 : B后自己调整；（2） 仿真各指标满足要求后，自行设计参数提取电路进行电路中的各个部分晶体管的参数提取，然后进行手算分析。
将分析结果与实际仿真结果进行比较； （3） 尽你所能调整除 VDD 之外的其他参数，包括I bias 来提高FOM ，最高能提高到多少？ 最后提交一个word 电子文档，包括参数提取过程、手算分析过程、电路图（带管子参数）、仿真波形图、及相关详尽的说明。
二、实验内容2-1 问题12-1-1参数分析•增益Av由out m V BR g A 10=，m g = 34||out o o R r r = ，333,EN o d V L r I =444EP o d V Lr I =B= (W 3/L 3)/(W 2/L 2)则43432233111//)/(2d d PN EN d ox out m v I I L L V V L W L W I L W uC BR g A ⨯⨯==所以，可通过增大M1的宽长比，增大L4的大小，以及提高M3和M2的沟道宽长比之比B 来提高放大增益V A 。
•增益带宽积GBW由12d out L f R C π=out m V BR g A 10=102m V d Lg B GBW A f C π==因为C L 的值不变，所以理论上提高M3和M2的沟道宽长比之比B 、增大M1的跨导即增大M1的宽长比可以增大GBW ，且满足增益的要求。
•相位裕度PM该电路中，nout为主极点，CL不变，所以输出电阻Rout变化会使主极点发生变化。
M2和M3之间的点N2a为第一非主极点，所以通过改变M2M3的W/L之比，通过使第一非主极点的位置外移，进而可以改变相位裕度。
但是，改变管子参数的同时，总会伴随增益或带宽的下降，所以，合理取值才是最重要的。
•最优指数FOM由/L total FOM GBW C I=⋅GBW满足要求时，减小I total值可以增大FOM因为I bias为定值，所以若减少I total，则需减小管子的尺寸但I total跟GBW具有一定的矛盾关系，且电流太小管子可能会进入截止状态。
即使能令MOS 管处于饱和状态，考虑实际情况，过驱动电压也不能太小。
2-1-2仿真结果2-1-3相关参数2-1-4计算参数C L=1.0386pI bias=54uAI total =254.4705uA V0 =62.111f d=1.1952MHzPM =70.629>65GBW=A V0 f d=62.111*1.7832=110.76>60total LI CGBW FOM •==0.45>0.422从输出文件中查得各管都工作在饱和区，符合要求。
由计算，可以证明实验参数符合指标要求。
2-2 问题22.2.1对NMOS管进行电路仿真测试并提取参数：•NMOS管测试电路原理图漏端电压从0到1.8V以步进0.01进行扫描，同时，栅极电压从0到1V以步进0.05V进行扫描。
•源代码：（见附录1）•Nmos 取点：如下图，于各条曲线取斜率并选取点进行标记记下其横纵坐标及斜率，计算出VenL，如下表Vds/V Ids/uA Slope/u VenL0.9 202.59 22.232 -8.21250.95 236.76 27.735 -7.58651.0 272.56 34.357 -6.9332 Avg -7.5774VenL＝-7.57743.2.2对PMOS管进行电路仿真测试并提取参数：PMOS管测试电路原理图•源代码：(见附录二)•Pmos 取点：方法同NmosVds/V Ids/uA Slope/u VepL-0.9 -23.13 0.90731 24.5929-0.95 -28.556 0.68958 40.4607-1.0 -34.491 0.51568 65.8845 Avg -28.72643.6460VepL=43.64602-2-3 手算分析用实验1的管子参数，由手算分析等到理论值，与实验1的仿真值相比较。
Vgs=-1V仿真后显示其阈值电压Vth=-0.481V 忽略沟道调制效应 此时Ids=-34.9058uA 由得pmos 的μCox 为51.835u带入m g = 其中I d1=27uA W 1/L 1=5.0 / 0.18 得g m1=278.841u A/VM3和M2的沟道宽长比之比B=(W3/L3)/(W2/L2)= (5.5/1.0)/(2.0/1.0)=2.75 输出电阻R o3=VenL3/(B*I d1)=92.92K Ω R o4=VepL4/(B*I d1)=587.81K Ω Rout=Ro3//Ro4=80.24K Ω 已知C L =1.0386p得到f d =1/(2π*R out *C L )=1.9098MHz由outm V BR g A 10=得到Av =61.5292-2-4 误差分析1． 1m g 的误差较大，原因是沟道调制效应等二阶效应导致的。
计算的过程中只考虑了一阶2))(/(21th gs ox d V V L W C I -=μg的计算产生误差。
模型，忽略了很多二阶效应，计算模型简略导致1m2．f d的结果受到电阻值的影响，由于电阻值较小，则f d的值相对偏大，且具有一定误差。
3．Av的值受到1m g f d的误差影响。
4．三个参数的误差大小与计算VENL和VEPL时的取点有关。
2-3 问题32-3-1仿真结果2-3-2相关参数2-3-3 计算参数L C =1.0386pFI bias =13uAA V0 =70.009f d =1.4924MHzPM =65.409>65GBW =70.009*65.409=104.4814MHz>100MHztotal I = 88.3776uAFOM = *L totalGBW C I =1.2278>0.422 从输出文件中查得各管都工作在饱和区，符合要求。
由计算，可以证明实验参数符合指标要求。
且FOM的值约为1，较符合优化设计要求。
四、附录附录1：NMOS参数提取电路源代码.subckt ota nd ng ns*************** parameters ***************.param wmin=0.24u.param lmin=0.18u.param l1=1.0u.param w1=5.5u************ circuit ************m1 nd ng ns ns n_18_g2 l=l1 w=w1 geo=3 m=1.ends otaA test structure for the ota******************** The model-files ********************.include models.mdl************ Options ************.option method=gear.option reltol=1e-5 abstol=1e-9.option post********************* Include circuits *********************.include './ota_extract.sp'*************** parameters ***************.param cl=1.0386p.param ibias1=54u************ circuit ************xota nd ng nss otar1 ndd nd 1k* the equivalent load capacitance cl nout nss cl************ sources ************* dc sourcesvdd ndd 0 1.8vss nss 0 0vg ng nss 1**************** simulations ***************** operating point.op.dc vdd 0 1.8 0.01 vg 0 1 0.05*********** output ************.probe dc v(*).end附录二：PMOS参数提取电路源代码.subckt ota nd ng ns*************** parameters ***************.param wmin=0.24u.param lmin=0.18u.param l1=1u.param w1=5u************ circuit ************m1 nd ng ns ns p_18_g2 l=l1 w=w1 geo=3 m=1 .ends otaA test structure for the ota******************** The model-files ********************.include models.mdl************ Options ************.option method=gear.option reltol=1e-5 abstol=1e-9.option post********************* Include circuits *********************.include './ota_extract.sp'*************** parameters ***************.param cl=1.0386p.param ibias1=54u************ circuit ************xota nd ng nss otar1 ndd nd 1k* the equivalent load capacitancecl nout nss cl************ sources ************* dc sourcesvdd ndd 0 -1.8vss nss 0 0vg ng nss -1**************** simulations ***************** operating point.op.dc vdd -1.8 0 0.01 vg -1 0 0.05*********** output ************.probe dc v(*).end附录3：参数提取及计算所用参考公式)(/(21)1())(/(212gs ox d th gs ox d V L W C I V V L W C I μμ-=-=44433343,||)/(2d EP o d EN o o o out d ox m I L V r I L V r r r R I L W C g ====μV ds -V E L(or -1/λ) d Ed ds ds ds ds o E I L V I V I I V r L V ===∂∂=∂∂==λλ1/11L m d V Lout d outm V C Bg f A GBW C R f BR g A ππ2211010====。