双向DC-DC变换器

双向DC-DC 变换器

摘要: 以FPGA 和TM4C123G 为控制核心，设计制作了双向DC-DC 变换器。本系统主要包括Buck/Boost 双向DC-DC 变换电路、电压电流采样电路和辅助电源电路等，其中以Buck/Boost 变换电路为核心，完成锂电池组的充、放电，采用闭环反馈系统，实时监测锂电池组的电压、电流，经过PID 调节，控制输出PWM 波，从而控制Buck/Boost 变换电路。经测试，变换器可实现恒流充电，且充电电流在1~2A 内可调，步进值可设定，电流控制精度0.12%ic e ≤，测量精度

0.192%m e ≤，变换器充电效率198.54%η≥，放电效率297.99%η≥，且系统具有

过充保护功能，阈值电压1(240.032)th U V =±，能自动转换工作模式并保持

2(300.010)U V =±。经称量，双向DC-DC 变换器、测控电路与辅助电源三部分

总重量为368g 。此外，系统可识别充电、放电两种模式，并实时显示充、放电的电流与电压，人机交互性良好。

关键词：BDC ；锂电池；PWM ；PID ；过充保护

1 方案论证

1.1 方案比较与选择

1.1.1 双向DC-DC 主回路 方案一：非隔离式Buck/Boost BDC

Buck 变换器和Boost 变换器的二极管换成双向开关后具有同样的结构，构成

Buck/Boost BDC ，图1为其拓扑结构。在Buck/Boost BDC 中，由于1S 和2S 均可流通双向电流，因此电感L 中的电流一直保持连续状态。当电感电流恒大于零时，能量由b V 流向o V ，是Boost 变换器，锂电池放电；当电感电流恒小于零时，能量由o V 流向b V ，是Buck 变换器，锂电池充电。

图1 非隔离式Buck/Boost BDC 拓扑结构

方案二：隔离式Buck/Boost BDC

非隔离式Buck/Boost BDC 中插入高频变压器便构成隔离式Buck/Boost BDC 。图2为其拓扑结构。其高频逆变/整流和高频整流/逆变单元可以由半桥、全桥、推挽等电路构成，方案较多，设计电路比较灵活。

图2 隔离式Buck/Boost BDC 拓扑结构

分析：方案二存在升压启动和开关管电压尖峰问题，电路结构较复杂，方案

一控制方便，电路结构简单，故选择方案一。 1.1.2 PWM 波控制方案

方案一：TL494是一种固定频率脉宽调制器，集成了全部的脉宽调制电路。片内置线性锯齿波振荡器、误差放大器、5V 参考基准电压源、功率晶体管，仅有两个外置振荡元件，内置可调整死区时间。通过控制信号与T C 上的正锯齿波比较，来控制PWM 波的占空比。实际电路中，可通过FPGA 控制DAC 的输出电压来作为TL494的外部控制信号，实现对TL494输出PWM 波占空比的控制。

方案二：由FPGA 同时产生两路相位差为180︒的PWM 波，占空比和死区时间由FPGA 设定，控制方法易于实现，且具有很高的灵活性。

分析：方案一输出PWM 波精度较高，但需DAC 对其进行控制，增加了系

统的体积，结构较复杂，方案二控制方便，电路结构简单，输出PWM 波精度可满足要求，故选择方案二。

1.2 总体方案描述

系统整体框图如图3所示，总体方案如下：系统以Buck/Boost 双向DC-DC 转换器为主体，实现锂电池的充电和放电。系统实时监测充电电压1U 、电流1I 及

2U 的值，可根据预置电流值对锂电池进行恒流充电、恒压放电，经PID 算法调

节，改变PWM 波的占空比，将系统稳定在设定状态。此外，系统具有过充保护功能，识别两种模式并实时显示充、放电电流，人机交互界面良好。

图3 系统整体框图

2 理论分析与计算

2.1 主回路主要器件参数选择与计算

本系统主回路为Buck/Boost 双向DC-DC 变换器，为保证系统的性能，重点为MOSFET 的选取、电感、电容的设计。

MOSFET 选择：为减小MOSFET 的损耗、提高系统效率，拟选择导通电阻小、栅极电荷小的MOSFET ，且2(max)36U V =，综合考虑，选择CSD19536，其关键指标为 100DS V V =, () 2.3DS on R m =Ω, 118g Q nC =，150D I A =, ()8d on t ns =，

()5d off t ns =，完全满足本系统设计要求。

电感设计：BDC 电路中，选择任一工作模式进行电感设计均可，此次在Buck

工作模式下进行电感设计。设计要求224~36in V U V ==，1~2O I A =，取

124O th V U V ==。连续电流模式下电感值为：

min min (min)(min)

(1)(1)

22O O f O f O V T D V D L K I fK I --=

= (1)

其中，min (max)O in D V V η=。取90%η=，则min 240.9360.667D =⨯=。 取开关频率20f kHz =，0.3f K =，则由(1)得700.6L H μ=。

输出滤波电容设计：取0.4r =，3p p V mV -=，

81667O p p C r I f V F μ-=⨯∆=，实际取2200C F μ=，同时还并联低ESR 的小电容，降低等效阻抗，稳态特性好。

2.2 控制方法与参数计算

本系统实时监测1U 、1I 与2I 的值，用ADS1256对其值进行采集，MCU 对采集数据进行处理，通过PID 调节，输出具有一定占空比的PWM 波对BDC 主回路进行控制，使电路工作于设定正常状态，即达到对充电或放电过程的控制。

2.3 提高效率的方法

(1)选择栅极电容与导通电阻较小的开关管；减小开关管的栅极串联电阻，可改变控制脉冲的上升沿与下降沿时间、防止震荡，减小开关管的漏极的冲击电压；同时在开关管的栅极和源极之间并联较大阻值电阻，减小开关管断开时的静态电流。

(2)合理设计电感。考虑到题目对质量的要求，应尽量减小电感的体积，因此选择EETR 型号磁芯，其骨架较小，且其骨架为圆柱形，可使得绕线更加紧凑而减少漏感，从而减少尖峰电压所引起的焦耳损耗；适当增加电感气隙来免因磁饱和所附加的铜损；采用多股细铜线代替单股粗线来绕制电感，从而降低铜损，减少邻近效应和趋肤效应。

(3)选择合适的PWM 波频率。开关管的开关损耗会随着系统的工作频率的增高而增大，而输出电压纹波又随工作频率的减小而增大，兼顾纹波与开关损耗，故选择BDC 电路的开关频率为20kHz 。

(4)选择低ESR 的电容，减小其损耗。

3 电路与程序设计

3.1 双向DC-DC 主回路设计与器件选择

Buck/Boost BDC 主回路选择IRS21867作为变换器的驱动芯片，IRS21867是有独立的高、低端输出的高压、高速功率MOSFET 和IGBT 驱动器，高端功率管的最大工作电压可达600V 。其供电的电压低、驱动电流大，能够完全满足本系统设计要求。其电路图如图4所示。