反激式开关电源设计培训教材(胡新昌收藏)

• 初级ＭOSFET漏极的电压波形如下图示
对应临界模式 对应非连续模式
谷底 开通Mosfet
关断
导通
对应连续模式
由能量守恒，得到下式：
1/2•(Ip1+Ip)•DMax•VinDCMin=Pout/η 令K= Ip1 / Ip ，则Ip1 =K•Ip 当K=0，则Ip1 =0，此时工作在临界或断续模式
输入过流保护主要是靠保险管、保险丝绕线电阻的过电流过功 率熔断特性。保险管主要用在高输出功率的电源上，绕线电阻用 在低输出功率的电源上。保险管重要的参数有额定电流、熔断时 间、分断能力，额定电流大、熔断时间长、分断能力低，容易炸 裂管壁，这在安全认证时是不允许的，因此，要尽量选择分断能 力高的保险管；保险丝绕线电阻重要的参数主要是过功率熔断时
Vinmin=90V×1.33=120V
DMax= Vf/ (Vinmin+ Vf)=75V/(120V+75V) ≈ 0.385 4、最大导通时间Ton
Ton= DMaxT=DMax/f=0.385/67000 ≈ 5.75uS
5、开关管峰值电流Ip
2×Po
2×15W
Ip =
=
≈ 0.666A
(1+K)×η×Vimin×Dmax (1+0.25)×0.78×120V×0.385
一点,在线槽最外面，可选大一点,如要求变压器温升小,则电流密 度要选小一点)。次级导线截面积计算也可以按输出直流每1安培 需要的导线截面积0.125mm2(0.4mm)、 0.16mm2(0.45mm)、 0.196mm2(0.5mm)、 0.238mm2(0.55mm)来计算，功率大输出 电流大取大值,否则取小值,如输出12V/5A，取0.238mm2(0.55mm) 来计算，导线总截面积1.19mm2 ，相当于2根0.85mm导线截面积.
反激式开关电源设计 培训教材
2007.9.10
反激式开关电源设计
• 第1章、电路结构 • 第2章、变压器设计 • 第3章、关键元件选择 • 第4章、EMC的设计
第一章、电路结构
• 单管反激电路基本结构
DC IN
C1 R1
D1
R2
Q1
Drive
CS
R3
GND
D1 T2
N1
N2
DC OUT C2
GND
6、FSDM0265R最大输出功率：
13W（密封无散热片）
20W（开放式无散热片）
以上说明IC完全能输出15W功率，在加散热片情况 下做到15W是可行的
• 参数计算 1、最大允许的反激电压
Vf=650V-373V-32.5V –100V=144.5V 选反激电压Vf为75V,则Mosfet的漏极最高电压为: 373V+100V+75V=548V<617.5V,是比较安全的。 2、原、副边的匝比n 次级选用3A/100V肖特基整流，则1.25A输出电流时的 正向电压Vd近似为0.6V 匝比n=Np/Ns=Vf/（Vout +Vd）=75/12.6≈5.95 3、最大占空比DMax
当0＜K＜1，，此时工作在连续模式
(2.4)
K值的选取最好是当输入电压为230V,电路工作在临界 模式，即K=0,此时的效率是最高的；那么,当输入电压为90V时, 电路工作在连续模式， K≈0.25左右。
变换器的初级绕组电流，初级电感量，初级匝数由以下公式
可以求出
2×Po Ip =
(1+K)×η×Vimin×Dmax Bw×Lg
6、初级绕组匝数Np
天通TP4/TP4A的磁芯Bs为5100GS，FSDM0265R有过温保护，因此 Bw可选0.6Bs，则Bw=3060GS，如IC无过温保护，则要留一定的
裕量，否则，在过载状态时，变压器易饱和，在饱和状态,易
发生故障损坏开关管,Bw要选低一点,选(0.3-0.5)Bs;
气隙Lg选0.025cm
Np = Bw×Lg = 3060GS×0.025cm ≈ 92匝 0.4×π×Ip 0.4×π×0.666A
7、初级绕组电感量Lp
Lp =
Vimin×Ton
=
120V×0.00000575S ≈ 1.38mH
(1-K)×Ip
(1-0.25)×0.666A
8、磁芯最小Ae值
Ae =
Lg×Lp×108 0.4×π×Np2
=
0.025cm×0.00138H×108 0.4×π×922
≈ 0.324cm2
查天通EF20磁芯Ae=0.356cm2>0.324cm2，因此按天通 EF20磁芯参数来进行下面的计算
9、初级绕组匝数Np
Np =
Lp×Ip×108 Bw×Ae
=
0.00138H×0.666A×108 3060GS×0.356cm2
(2.11)
铜线电流密度按如下选取:(绝缘等级CALL B) 5W以下：取7.0A-9.0A/mm2 ; 5W-24W：取6.0A-8.0A/mm2 ; 24W-50W：取5.0A-7.0A/mm2 ; 50W以上：取4.0A-6.0A/mm2 甚至更小； (在变压器加有散热片时可选大一点,绕组在线槽最里面，要选小
实际设计产品时需根据所选半导体元件、变压器、结构来找 一个最佳平衡点。
反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确 定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
原、副边的匝比n=Np/Ns=Vf/（Vout +Vd）
（2.2）
另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、
最大输出功率的状态，（Vinmin一般选110V-120V）根据在 稳态下，变压器的磁平衡，得下式：
以上只作为参考，实际设计时要根据骨架规格,温升要求适当 调整。气隙长度按如下选取： 5W以下：取0.01-0.02cm; 5W-24W：取0.02-0.04cm; 24W-50W：取0.03-0.05cm; 50W以上：取0.03cm以上.
铜线线径按如下公式计算:
d = 2 × Irms
J×π
(2.12)
• 双管反激电路基本结构
DC IN
T1 R1
Q1
N2
Drive N1
D1
D3 T2
N1
N2
R2
Q2
D2
N3
GND
DC OUT C1
GND
• 单管反激电路实例(S012B系列原理图)
T2AL,250V OR 2.2ohm /1W
F1 L
D1
D4
MOV
D2 N
D3
输入整流 滤波部分
C1 C2 L1
R1
间，一般加在电阻两端的电压与电流的乘积为电阻标称功率的25 倍时，要在60S内熔断
保险管、保险电阻对SURGE特性的影响是非常大的。同时 SURGE和安全要求又是矛盾的，还要满足能效要求，因此， 保险管、保险电阻的参数选取非常关键
2、输入浪涌电流的抑制
浪涌电流主要用负温度系数热敏电阻、大功率电阻、单向可控
•PWM控制芯片(Fairchildsemi的FSDM0265R)
第二章、变压器设计
单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感， 它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工 作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器 设计进行总结。 • 1、已知的参数 f出根s(或电据周压需期求VoT和ut)、、电每线路路路的主输特开出点关的确管功定的率，耐P包o压u括t、V：m效o输s。率入η电、压开V关in频、输率 • 2、 计算 高过在主反开激关变管换的器耐中压，，反同激时电还压要Vf留与有输一入定电的压裕之量和5不%能。 最大允许的反激电压由下式确定：
L
F1
R1
L1
MOV
CX1
R2 NTC
N
A
L
F1
MOV
NTC N
L1
R1
L2
CX1
R2
B
L
N
CY1
F1
MOV
NTC
CY2
R1
L1
CX1
R2
C
L
N
CY1
F1
L1 MOV
NTC
CY2
D
R1
L2
CX1
R2
输入端噪音滤波电路主要作用是防止电源对电网的干扰和防止电 网对电源的干扰。电源对电网的干扰和影响的测试主要有谐波 Harmonic、传导噪音Conduct、辐射噪音Radiation、功率因数 电网对电源的干扰测试主要是静电ESD、雷击SURGE、电压跌落 Drop、电快速瞬变脉冲群EFT
吸收部分
R3
C4
C15
Biblioteka BaiduR2
R4
N2
D5
C8 R7
D8 N6
C10
输出整流 滤波部分
L3 V+
L4
R8 C12
GND
5
D6
D7
D8
Star
IC1
D6
N3
Ipk
Fb
Vcc
S
4
3
2
1
L2 D7
R14
C7
R5
C5
R6
PWM部分
R9
R11
IC2 R10
C13
3
1 IC3
稳压反馈 部分
2
R13
R12
• 输入电路 １、输入端噪音滤波电路和输入过流保护电路如下所示：
以上是考虑成本因数的一个合适选择，当磁芯截面积比较 大时，气隙长度可按下限选择；截面积小，要选大一点， 否则，磁芯易饱和。
S012B系列变压器设计步骤
• 已知条件
1、输入电压Vin:90Vac-264Vac 2、输出电压Vout:12V 3、输出电流Iout:1.25A 4、Mosfet耐压Vmos:650V 5、开关频率f：67KHz
Vinmin×DMax=Vf×(1-DMax)
→ DMax= Vf/ (Vinmin+ Vf)
（2.3）
设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为
Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip。若Ip1为0， 则说明变换器工作于临界模式或断续模式，否则工作于
连续模式。
连续模式时初级电流波形
断续或临界模式时初级电流波形
Vf=VMos-VinDCMax-电压裕量 –漏电感尖峰电压 （2.1） 漏电感引起的尖峰，一般有50V-100V左右。
〈对于90-264V的输入电压范围，反激电压可按60V80V来选取，选70V左右比较合适，反激电压选得高， 初次级匝比就大，初级侧的Mosfet承受的反压就高，但 温升会低一点，次级侧的整流管承受的反压会低一点，
Np = 0.4×π×Ip Vimin×Ton
Lp = (1-K)×Ip
(2.5) (2.6) (2.7)
为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，
气隙一般大于0.01Cm，功率大，则气隙要大。由以上可得磁
芯参数：
Ae
=
Lg×Lp×108 0.4×π×Np2
(2.8)
根据求得的Ae值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽 之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时 可以减小漏感。
Bw为工作磁通密度，单位为高斯
（Bw一般选0.7Bs以下的值，Bs是磁芯最大磁通密度，在磁芯 的手册中Bs的单位是mT毫特斯拉， 1mT=10GS高斯）
初级绕组电流有效值Iprms：
Iprms =Ip
Dmax(1+K+K2 ) 3
次级绕组电流有效值Isrms：
(2.10)
Iprms×Vimin×Dmax Isrms = Vs×(1-Dmax)
BR1 AC
BR1 AC
1
1
4
2
+
L
4
2
+
C1
3
AC
AC
-
A
3
C1
C2
-
B
5、输出整流主要有二极管整流和场效应管同步整流，滤波主要有
电容滤波和π型滤波
Vin
V+
N1p N1s 同步整流
D1
L1
+
Ns
Dr
C1
C1
Q1
+15V
Q3
V-
-
N2p N2s
GND Q2 D1
6、保护电路 过流保护分可恢复和闭锁两种，一般设计成“フ”字形下垂特 性； 过压保护分可恢复、闭锁和自杀式等三种 过温保护分可恢复和闭锁两种 短路保护也分可恢复和闭锁两种
有了磁芯需再较正原边的匝数。根据下式：
Lp×Ip×108 Np =
Bw×Ae
(2.9)
再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求 的匝数不是整数，将副边的匝数取整后再修改原边匝数
在上式中：
Lg为气隙长度，单位为cm Np为原边匝数，
Ae为磁芯的截面积，单位cm2 Lp为原边电感量，单位为H(亨利)
≈ 84 匝
10、次级绕组匝数Ns
Ns= Np/n=84÷5.95=14.18匝≈14匝；则Np ≈ 83匝
10、辅助绕组匝数Nf
FSDM0265R的启动电压11-13V,Vcc不能超过19V, 因此辅助绕组电压VCC按13.5V计算，则辅助绕组匝数 NF=Ns×VCC/(Vout+Vd) ≈15匝
硅，继电器等元件来抑制
Q2
SCR
Nf
15W以下的电源浪涌电流小于30A
Vin
15-60W电源浪涌电流小于50A 60W以上的电源浪涌电流根据所选
R1
Np Ns
C1
Q1
元件和电网限流规格来定
R2
3、输入交流的整流主要有桥式整流和半波整流
4、直流滤波主要有电容滤波和π型滤波， π型滤波多用于小功率
电源的EMI的抑制。
温升也会低一点，此时变压器的温升会高一点（此时开
关管占空比大，在相同工作频率下变压器初级电感量比
较大，需要的能量也就要多一些，变压器的温升会高一
点）；反激电压选得低，匝比就小，则Mosfet承受的反 压就低，但温升会高一些，次级侧的整流管承受的反压
会高一些，温升也会高一些，此时变压器的温升会低一 些〉