毕业设计论文附录B

测试用例：一个单相电压源逆变器17

V OC (t)

V OC (t)

t

E S(t)

I O(t)

t

I O(t)

图2.4：应用到PWM图2.1的VSI实例。瞬时负载电压

V OC(t)由逆变器的负载低通滤波调解作用。由此产生的负载电流I O(t)

有一个平均值I O(t),确定其波形的瞬时电压平均值

V OC(t)和负载电压Es（这里假定为正弦）。

我们继续之前的数字PWM电流控制设计，对于 PWM调制器[ 7–11动态响应相关]，有一个

最终需要考虑的问题。根据电路图2.3，可以看到，在电流调制期间，调制信号振幅的总是突变直接的显示，意味，这占空比调节的产生。这表明该模拟实施的PWM保证调制信号和

占空比之间的最小延时。调制器操作的这种直观的表示可以通过一个更正式的数学分析来

实际证实。事实上，一个在幅度和相位等效调制器的传递函数的推导，研究，并于自二十

世纪八十年代初证实。调制器的传递函数已经使用小信号近似确定[7]，其中调制信号

m（t）被分解成一个直流分量和一个小信号扰动~（即，M（T）= M + m~）。在这些假设下，在[7]中，作者证明了自然抽样调制器的相位滞后实际上是零，得出结论认为，模拟PWM 调制器的延迟总是可以考虑可以忽略不计。完全不同，我们将在下一节中离散时间怎么还是看数字脉冲宽度调制器[8]，这必然意味着引入的实现采样和保持效果，确定可观的，而不

是在所有的可忽略不计，延迟效果。

2.2.2数字PWM：在一致采样实施

第2.2.1节中所描述的基本原理也适用于数字实现了PWM调制器。在更直接的实现中，也称为“均匀采样PWM，每个模拟模块被替换为数字1。模拟比较器的功能是由数字比较器代替，载波发生器被替换为二进制计数器，依此类推。我们可以看到一个数字PWM的典型硬件的组织，那种我们可以发现内部几个微控制器和数字信号处理器，或者作为专用外设单元或作为通用定时器了一个特殊的可编程功能，在图2.5。

18数字控制电力电子

定时中断

时钟二进制计数器

n 位

匹配中断

二进制比较器

n 位

占空比

门信号

t

定时中断请求

t

程序工作周期

定时计数

t

T S

图2.5：一个数字脉冲宽度调制器的简化组织。二进制比较器触发器中断请求的微处理器的任何时间的二进制计数器的值等于程序请求占空比（符合条件）。在计数期间开始时，门信号被设置为高，并变低的匹配条件发生。,

工作原理很简单：在每一时钟计数器递增脉冲；任何时间的二进制计数器的值等于设定的占空比（符合条件），二进制比较器触发中断微处理器，同时，设置栅极信号低。门信号是在每个计数开始高集（即，调制）期间，在另一个中断通常用于同步目的的产生。计数器和比较器有一个给定的位数N，这往往是16，但可以低8，如果使用一个非常简单的单片机。实际上，根据之间的比例的调制周期和反时钟周期的持续时间，较低的位数N e可以代表占空比。新的参数也是很重要的决定，占空比的量化步长，可以对极限环的产生重大的影响，正如我们将在下面的章节解释。现在可以说，这种类型的调制器，需要代表占空比的比特数N e是由下列关系：

测试用例：一个单相电压源逆变器19

]

f clock

log10

f S

N e=floor[+1, (2.4)

Log 2

10

在f clock是调制器的时钟频率f S=1/T S所需的调制频率，和地板函数计算其参数的整数部分。典型的最大值为f clock在几十MHz频率范围内，而调制频率可以高几百kHz, 因此，当所需的调制周期短，位数N e由（2.4）将比数的位N低得多，在比较器和计数器电路，除非有非常高的时钟频率是可能的。

图2.5。让我们来讨论另一个关于数字PWM的有趣的问题，这是调节器的动态响应延迟。在所考虑的情况下，它是直接看到调制信号的更新只在每个调制周期的开始执行。我们可以模拟这种操作模式作为一个采样和保持的影响。我们可以观察到，如果我们忽视了数字计数器和二进制比较器操作假设无限的分辨率，数字调制器的工作原理正是作为一个模拟信号，其中调制信号m（t）是在每个调制周期的整个期间的开始采样，采样值保持恒定。

现在这是明显的，因为采样保持作用，调制器的任何干扰，如响应，一个要求在程控占空比的值改变，只能在之后的一个扰动实际发生的周期发生。请注意，这个延迟的影响量相对于模拟调制器实现的巨大差异，其中响应可能已经发生电流调制周期期间，即，具有可忽略的延迟。因此，即使我们的信号处理进行了充分的模拟，没有任何计算或采样延时，从模拟通过数字PWM的实现将意味着系统的响应延迟增加。我们将看到这个简单的事实意味着一个显着降低系统的相位裕度相对于模拟的情况下，往往迫使设计师采取更为保守的调节器设计和接受一个较低的闭环系统带宽。

因为这些问题可以让所有的讨论基本的考虑，从直观考虑上述报告，我们现在可以移动到一个精确的小信号的拉普拉斯域分析，这可能有一个清晰的认识的局限性和滞后效应控制的均匀采样PWM暗示是非常有用的。

匀采样的PWM处理的等效模型如图2.6（一）表示。我们可以看出，原理图采用采样的典型的连续时间模型，

20数字控制电力电子

m(t) m s(t) a) +

- V MO(t)

ZOH

T S

c(t)

c(t), m(t) c(t), m(t)

c PK c(t), m(t)

c PK

c(t)

c PK

c(t) m(t) c(t) m(t) m(t) m s(t) m s(t) m s(t)

T S t

t T S t

t

T S t

V MO(t) V MO(t) V MO(t)

t

b) c) d)

图2.6:均匀采样PWM单更新模式：（a）总体框图，（b）后缘调制，（c）前缘调制，（d）三角载波调制。

在一个理想的采样器是由一零阶保持（ZOH）。量化效应是相关的，在图2.5的调制器的物理实现。，与数字计数器和二进制比较器动作，被忽视，被不相关的动态响应延迟的立场。因此，在图2.6的模型（a），调制信号m(t)后由ZOH处理，PWM波形由一个理想的模拟比较器产生输出信号，其中比较普遍的m s(t)和载波c (t)。

根据c(t),几种不同的均匀采样的脉冲宽度调制器可以获得。例如，在图2.6(b)是

描述一个后缘调制，而调制信号的更新是在调制周期的开始。请注意，这是图2.5的调制器的组织完全等价表示。在小信号近似，可以发现调制信号之间的传递函数m(t)和比较器的输出V MO(t)内进行的[7]

PWM(s ) = V MO(s ) = e−s DT S, (2.5)

M(s )C PK

这里的V MO(s)和 M(s)分别代表V MO(t)和m(t)的拉普拉斯变换,因此，均匀采样调制器提出了延迟的值是稳态占空比D比例。

在更一般的条件，延迟的PWM调制器引入代表时间距离调制信号m(t)的采样时刻之间的瞬间输出脉冲是完全确定的（即，当m s(t)和c (t)在图（2.6）。结果（2.5）