用符号法分析PWM DC-DC变换器闭环系统的瞬态
DC-DC变换器讲解学习
输入输出关系：
图3-6 Sepic斩波电路和Zeta斩波电路
U otto ofnf ETt otn onE1 E （2-49）
3-25
2.1.5 Sepic斩波电路和Zeta斩波电路
Zeta斩波电路原理
V处于通态期间，电源E经开关
V向电感L1贮能。
V关断后，L1－VD－C1构成振
荡回路， L1的能量转移至C1，
电压源 电压源的变换
o
t
b)
图3-4 升降压斩波电路及其波形
a）电路图
b）波形
3-20
2.1.4升降压斩波电路和Cuk斩波电路
稳态时，一个周期T内电感L两端电压uL对时间的积分为零，即
数量关系
T
0 uL dt 0
（2-39）
V处于通态
V处于断态
uL = E
EtonUotoff
uL = - uo
（2-40）
能量全部转移至C1上之后，VD
b) Zeta斩波电路
关断，C1经L2向负载供电。
输入输出关系：
Uo
1
E
图3-6 Sepic斩波电路 和 Zeta斩波电路 （2-50）
相同的输入输出关系。Sepic电路的电源电流和负载电流均
连续，Zeta电路的输入、输出电流均是断续的。
两种电路输出电压为正极性的。
3-26
t1 E
I 20
t2
E
t
O
EM
t
c) 电流断续时的波形
图3-1 降压斩波电路得原理图及波形
3-4
2.1.1 降压斩波电路
数量关系
电流连续
负载电压平均值：
Uoton t otnof
DC-DC变换的PWM技术
DC/DC变换器的PWM控制技术DC/DC变换器广泛应用于便携装置（如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等）中。
它有两种类型，即线性变换器和开关变换器。
开关变换器因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点，而备受人们的青睐。
开关稳压器利用无源磁性元件和电容电路元件的能量存储特性，从输入电压源获取分离的能量，暂时地把能量以磁场形式存储在电感器中，或以电场形式存储在电容器中，然后将能量转换到负载，实现DC/DC变换。
实现能量从源到负载的变换需要复杂的控制技术。
现在，大多数采用PWM（脉冲宽度调制）技术。
从输入电源提取的能量随脉宽变化，在一固定周期内保持平均能量转换。
PWM 的占空因数（δ）是“on”时间（ton，从电源提取能量的时间）与总开关周期（T）之比。
对于开关稳压器，其稳定的输出电压正比于PWM占空因数，而且控制环路利用“大信号”占空因数做为对电源开关的控制信号。
开关频率和储能元件DC/DC变换器中，功率开关和储能元件的物理尺寸直接受工作频率影响。
磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。
随着频率的提高，为保持恒定的功率所要求的电感相应地减小。
由于电感与磁性材料的面积和线匝数有关，所以可以减小电感器的物理尺寸。
电容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以储能电容器可实现类似的尺寸减小。
元件尺寸的减小对于电源设计人员和系统设计人员来说都是非常重要的，可使得开关电源占用较小的体积和印刷电路板面积。
开关变换器拓扑结构开关变换器的拓扑结构系指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关元件和储能元件的不同配置。
很多不同的开关稳压器拓扑结构可分为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入源和输出负载共用一个共同的电流通路）和隔离型（能量转换是用一个相互耦合磁性元件（变压器）来实现的，而且从源到负载的耦合是借助于磁通而不是共同的电器）。
变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入线/输出负载特性诸因素选定的。
PWMDC_DC开关变换器建模_仿真分析研究
４ Ｂｏｏｓｔ 电路的仿 真
４．１ 高频网络平均法和状态空间平均法模型仿真 由 推 广 的 高 频 网 络 平 均 法 和 状 态 平 均 法 公 式 （６）的 数 学 模 型， 应用 Ｓｉｍｕｌｉｎｋ 进行数学建模及波形 ２ Ｂｏｏｓｔ 变换器的低频等效电路模型
术 开关 Ｓ 等效为受控电压源 Ｖｓ、二极管 Ｄ 等效为受控电流源 ＩＤ，在 一 个 开 关 周 期 内 ，
（收 稿 日 期：２００７．８．１３）（修 稿 日 期：２００７．１０．１８）
图 ５ Ｂｏｏｓｔ 变换器原模型的 Ｍａｔｌａｂ 仿真及波形 首次将 高 频 网 络 平 均 法 推 广 到 ＰＷＭ （ＣＣＭ）开 关 变 换 器 中， 并建立了低频模型， 此方法同样适用于 ＤＣＭ 状态的变换器。该 模型推导简单，既容易导出其数学模型，又具有鲜明的电路意义， 非常适于仿真。容易得到电路直流特性， 低频小信号传递函数 等。在其他拓扑电路分析中相比于状态空间平均法可大大简化 分析过程。 本 文 建 模 和 仿 真 方 法 可 应 用 于 Ｂｕｃｋ － Ｂｏｏｓｔ 、Ｃｕｋ、Ｚｅｔａ、 Ｓｅｐｉｃ 以及其它拓扑电路中分析 ＣＣＭ 或 ＤＣＭ 状态的变换器。 本文作者创新点： 以典型 ＰＷＭ Ｂｏｏｓｔ 变换器为例进行了三 种方法建模， 首次将高频网络平均法推 广到 ＰＷＭ 开关变换器 中，并 建 立 了 低 频 模 型 ， 对 状 态 空 间 平 均 法 、推 广 的 高 频 网 络 平 均法、等效小参量法得到的数学模型以及实际电路模型应用 ＭＡＴＬＡＢ 进 行 了 仿 真 和 对 比 ， 得 出 其 适 用 范 围 ， 所 采 用 的 建 模 方法可推广应用于其他变换器。 参考文献 ［１］邱关源． 《现代电路理论》． 高等教育出版社，２００１．１ ［２］王云亮等．《电力电子学》．电子工业出版社，２００４．８ ［３］０ＡＲＴＨＵＲＦ． ＷＩＴＵＬＳＫＩ， ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｏｎ ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ． ５，ｎｏ．１ ＪＡＮＵＡＲＹ，１９９０ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ Ｓｔａｔｅ － Ｓｐａｃｅ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｔｏ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ ａｎｄ Ｂｅｙｏｎｄ ［４］Ｐ．Ｋｒｅｉｎ ｅｔ．Ｏｎ ｔｈｅ ｕｓｅ ｏｆ ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｆｏｒ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｙｓｔｅｍｓ． ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｏｎ ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．１９９０，５ （２）： １８２－ １９０ ［５］赵录怀 杨育霞 张震。《电路与系统分析—使用 ＭＡＴＬＡＢ》．高 等教育出版社，２００４．７ ［６］ 林波涛 丘水生 ＰＷＭ 开关变换器的符号分析，电子学报， １９９６ 第 ９ 期 ［７］Ｂｏｔａｏ Ｌｉｎ Ｓｈｕｉ － Ｓｈｅｎｇ Ｑｉｕ Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｑｕａｓｉ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ
PWMDCDC全桥变换器的软开关技术
ZVS PWM DC/DC全桥变换器
ZVS PWM DC/DC全桥变换器
ZVS PWM DC/DC全桥变换器
ZVS PWM DC/DC全桥变换器
移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的 工作原理
移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的 工作原理
移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的 工作原理
u t t
u i 0 P 0
u
i t t
u i 0 P 0
i
a）软开关的开通过程
b）软开关的关断过程
图6－2 软开关的开关过程
DC/DC全桥变换器
DC/DC全桥变换器由全桥逆变器和输出整流滤波 电路构成:
DC/DC全桥变换器--全桥逆变器及其控制
Q1~Q4，D1~D4 Tr K=N1/N2
控制方式: 双极性 有限双极性 移相控制方式
关断时间错开切换放式—滞后桥臂的软开关实现
PWM DC/DC全桥变换器软开关的实现原则
PWM DC/DC全桥变换器的两类软开关方式
小结
ZVS PWM DC/DC全桥变换器
• 前面讨论了滞后桥臂的零电压关断,即电容的存在可以实现零电 压关断,现在关心的是开关管开通的情况. • 下面先讨断切换方式
Q1,Q4关断,原边电流给C 1和C4充电,同时C2和C3 放电,限制Q1,Q4的电压 上升率,实现软关断。 当C1和C4电压上升到Vin 时,C2和C3电压下降到零 .此时D2,D3导通,为Q2， Q3提供零电压开通的条 件。 但是此时如果开通Q2和Q 3，在AB两点 出现的就 是占空比为1的交流方波 电压
PWM DC/DC全桥变换器的控制策略族
PWM DC/DC全桥变换器的控制策略族
实验36-电力电子电路闭环控制(稳态分析)
C (s) G ( s) 1 G ( s) H ( s) = = R( s) 1 + G ( s) H ( s) H ( s) 1 + G ( s) H (s)
(36-3)
集学科优势
- 30-
求改革创新
华中科技大学电气与电子工程学院实验教学中心
信号与控制综合实验指导书
其等效变换前后的闭环系统方框图如图 36-2 和图 36-3 所示。从图中可以看出，等 效变换是将一个实际系统的控制电路给定值 R(s)变成了等效单位反馈系统中的等效给定 值 R(s)/H(s)，实际系统中的给定 R(s)是低压信号，而等效变换后的给定 R(s)/H(s)由于反 馈系数 H 很小（降压比大） ，而成为高压信号，与系统的实际输出幅度相对应。我们知 道，改变给定是可以控制输出的幅值的，在负反馈系统中输出依据反馈的原理要跟踪输 入信号， 因此， 改变反馈系数 H （即反馈传递函数 H(s)的增益） ， 就可以改变等效输入 （给 定） ，相应改变输出。这在设计中也是一种常见的思路，因为通常采用改变给定的方法来 调节输出会影响到控制精度 （尤其在输出值调节到比较低的时候） ， 而改变反馈增益却不 会影响控制精度。设计反馈回路时考虑设置一个可调电阻，在需要时调节输出幅值，是 很有必要的。
三、实验内容
1. 设计一个电力电子变换电路及控制系统，内容根据实验装置条件自选。 （注：本实 验装置上可以完成实验的变换器电路模块有：DC/DC-Buck，Boost，Cuk 电路；DC/DC 单端正激变换电路；DC/DC 软开关电路；三相桥电路模块） 2. 采用实验装置各种模块（电力电子变换模块、滤波模块、传感器模块、各种检测仪 器和负载）和面包板（或控制电路板） ，构建所设计的电力电子控制系统，针对被控对象 （电力电子变换电路）进行闭环控制，控制器设计方案自选。系统构建方案尽可能简单、 可靠。要求稳态误差小、系统稳定。 3. 实现以上设计方案：用 PWM 控制芯片及外围电路实现；或采用数字控制器，应用 单片机或 DSP 实现。 - 32-
电力电子技术课件 10 DC-DC变换器
其中β为变压比的倒数。
4.1.3 Buck-Boost变换器
概述：
升降压变换电路（又称Buck-boost电路）的输出电 压平均值可以大于或小于输入直流电压，输出电压与输 入电压极性相反，其电路原理图如图所示。 它主要用于要求输出与输入电压反相，其值可大于或 小于输入电压的直流稳压电源。
4.1
直流变换电路的工作原理
工作原理：图中 T是可控开关， R 为纯阻性负载。在时间 内当开关T接通时，电流经负载电阻R流过， R两端就有 电压；在时间内开关T断开时， R中电流为零，电压也变 为零。
电路中开关的占空比
D
ton TS
TS为开关T的工作周期，ton为导通时间。 由波形图可得到输出电压平均值为
U dTS D(1 D) 2L
即电感电流临界连续时的负载电流平均值为 ：
I OB
U d TS D(1 D) 2 LO
式中IOB为电感电流临界连续时的负载电流平均值。
总结：临界负载电流 IOB与输入电压Ud、电感L、开关频率f以及开关管 T的占空比D都有关。 当实际负载电流Io＞ IOB时，电感电流连续； 当实际负载电流Io = IOB时，电感电流处于连续（有断流临界点）;
车载充电PWM软开关DC-DC变换器研究综述
车载充电PWM软开关DC-DC变换器研究综述合肥工业大学电气与自动化工程学院的研究人员李红梅、张恒果、崔超，在2017年第24期《电工技术学报》上撰文指出，作为车载充电机的关键部分，DC-DC变换器直接影响其运行效率，近年来，众多学者围绕PWM软开关DC-DC变换器开展研究并已取得可供借鉴的研究成果，旨在实现DC-DC变换器在整个充电过程中的高效运行。
针对车载充电系统，首先指出DC-DC变换器设计要求，并分析传统原边移相控制全桥DC-DC变换器固有的不足，再从主电路拓扑、驱动方式和控制策略三个方面，详述车载充电机中PWM软开关DC-DC 变换器研究进展。
最后，剖析现有PWM软开关DC-DC变换器技术方案的优势与不足，并指出未来工作方向以实现DC-DC变换器系统效率全面提升。
电动汽车（Electric Vehicles, EV）利用动力电池组的储能为电驱动系统提供能量，通常该电池组通过充电机接入工频电网进行充电，其中车载充电机以其体积小、成本低及便捷性被广泛使用[1-4]。
由于单级车载充电机在输入功率因数和输出精度上不易同时满足设计需求，因而只适用于铅酸电池的充电[3,5-9]。
图1所示为应用广泛的车载充电机两级功率架构。
前级AC-DC变换器通常为升压型变换器，实现功率因数校正和电能交直流转换，后级的隔离DC-DC变换器级联在前级AC-DC变换器输出直流母线上，进一步进行能量转换以满足动力电池组充电要求[1,4,10,11]。
图1 车载充电机两级功率架构全桥拓扑兼具较高的功率密度和功率传输能力，因而被广泛采用为DC-DC变换器拓扑，且通常控制变换器开关器件运行在软开关状态以降低开关损耗，实现DC-DC变换器的高效运行。
采用脉冲频率调制的谐振变换器可实现变压器一次侧开关管的零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）及二次侧整流器的零电流开关（Zero CurrentSwitching, ZCS），具有电能转换效率较高的技术特点，尤其以LLC型谐振变换器性能突出[12-14]。
具有最优动态响应的PWM型DC-DC变换器非线性控制新策略(精)
具有最优动态响应的PWM型DC-DC变换器非线性控制新策略摘要：提出一种新颖的PWM变换器非线性控制新策略，通过引入一个非线性积分器，并采用等间隔反向线性复位法，强制被控开关变量平均值在每一个完整的开关周期中严格等于控制基准，彻底解决了因电力电子器件开关时间导致的开关误差，实现变换器在输入电源变化时的零稳态误差。
利用带自动积分限幅功能的控制器，在电感电流连续或不连续模式、以及临界状态下，系统均能稳定可靠的工作。
利用带双前馈补偿的控制器，变换器对负载扰动的抑制能力显著改善，系统动态响应实现了工程最优动态响应。
新策略具有良好的通用性，适用于各种硬开关或软开关方式的Buck、Cuk、半桥或全桥变换器，以及由他们派生出来的其他变换器。
关键词：动态响应；PWM变换器；非线性控制1 引言PWM变换器本质上属于强非线性系统，基于线性反馈控制的变换器在动态响应和鲁棒性上很难取得满意的控制效果。
近年来，国内外学者将一些非线性控制方法引入PWM变换器中，如模糊控制[1]，滑模控制[2]，单周控制[3]等。
模糊控制和滑模控制能够改善PWM变换器的动态响应，但控制策略比较复杂。
单周控制原理简单，易于工程实现，已被应用在一些基本变换器如Buck和Cuk变换器[4]等，同时还推广至音频功率放大器[5]、功率因数校正[6]以及单相有源滤波器中[7]，是目前较成功的非线性控制方法。
但是单周控制开关变换器也存在不足，主要表现在三个方面：一是控制器对开关误差校正能力有限，系统存在稳态误差；二是当变换器因负载扰动从电感电流连续模式进入不连续模式时，系统会出现不稳定；三是变换器对负载扰动抑制能力差，负载动态响应慢。
文献[5]介绍了一种改进的开关误差校正方案，通过引入两套积分回路进行周期切换，使开关误差降至最小。
但两套积分回路元件参数必须严格匹配，否则输出纹波会明显增大，电路复杂。
文献[6]将输出电压误差引入积分器，负载扰动抑制有所改善，但负载扰动信号是基于输出电压误差，受滤波器时间常数影响，因此不能实现最优动态响应。
DC-DC变换器讲解学习
（2-2）
电流断续，Uo被抬高，一般不希望出现。
3-5
2.1.1 降压斩波电路
同样可以从能量传递关系出发进行的推导
由于L为无穷大，故负载电流维持为Io不变 电源只在V处于通态时提供能量，为 EI oton
在整个周期T中，负载消耗的能量为 Ro 2T IE M IoT
一周期中，忽略损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等。
2.1.2 升压斩波电路
2) 升压斩波电路典型应用
一是用于直流电动机传动 二是用作单相功率因数校正（PFC）电路 三是用于其他交直流电源中
用于直流电动机传动
再生制动时把电能回馈
a)
给直流电源。
uo
E
uo
E
电动机电枢电流连续和
O
t
O
t
断续两种工作状态。
i
i1
i2
io
直流电源的电压基本是 恒定的，不必并联电容
I
I
20
I
10
10
i1
i2
I20
O
t on
toff
T
t
O
ton
t1 t x t2
t
toff
T
器。
b)
c)
图3-3 用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其波形
a） 电路图 b） 电流连续时 c） 电流断续时
3-11
2.1.2 升压斩波电路
数量关系
当V处于通态时，设电动机电枢电流为i1，得下式：
Ldi1 dt
T/toff>1，输出电压高于电源电压，故为升压斩波电路。
T / toff
——升压比；升压比的倒数记作b ，即 b
移相全桥DC_DC变换器双闭环控制系统设计
随着我国电源行业的发展，在中大功率应用场合，采用PWM 控制技术的移相全桥DC/DC 变换器越来越受到人们的关注，随着PWM 控制技术逐渐向高频化方向发展，全球各大集成电路生产商竞相研制出各种新型的PWM 控制器件，其中TI 公司推出的UCC3895是一款具有代表性的移相全桥控制器件。
该器件既可以工作于电流模式也可以工作于电压模式，又可以为谐振零电压开关提供高频、高效的解决方案，具有广阔的应用前景。
这里基于UCC3895设计了移相全桥DC/DC 变换器的双闭环控制系统，并结合实际应用对该系统进行了实验测试。
1移相全桥DC/DC 变换器闭环系统工作原理移相全桥DC/DC 变换器闭环系统结构框图如图1所示。
直流输入电压经过全桥逆变、高频变压器降压、输出侧整流滤波得到所需的直流电压。
四路PWM 波配置为两组，PWM1、PWM2为一组，用来控制全桥逆变模块的超前臂；PWM3、PWM4为另一组，控制滞后臂。
PWM1与PWM2互补，PWM3与PWM4互补，可通过UCC3895设置合适的死区时间。
该闭环控制电路采用峰值电流模式，外环电压调节器的输出作为电流内环的基准，在电流环中对采样的电流进行斜坡补偿，以保证占空比大于50%的时候，系统仍能稳定工作。
电流环的输出作为调制信号，通过脉宽调制电路、移相电路、隔离驱动电路实现对系统的闭环控制[1]。
2闭环控制电路设计2.1控制模式闭环系统采用恒定导通时刻峰值电流控制方式，可以实现逐个脉冲控制，动态响应速度快，稳定性好，并且易于实现限流及过流保护。
工作原理框图如图2所示。
收稿日期：2009-07-04稿件编号：200907017作者简介：宋杰（1985—），男，四川都江堰人，硕士。
研究方向：现代电子技术及其应用。
移相全桥DC/DC 变换器双闭环控制系统设计宋杰（西南大学工程技术学院，重庆400716）摘要:提出移相全桥DC/DC 变换器闭环系统设计方案，基于PWM 控制器件UCC3895设计一个双闭环控制系统，该系统采用电压外环和电流内环的控制方式，在电压环中引入双零点、双极点的PI 补偿，电流环中引入斜坡补偿，结合实际应用对闭环系统进行实验测试，结果表明所设计的闭环系统动态响应快，稳定性好。
PWM开关变换器分析方法综述
PWM开关变换器分析方法综述1 引言近年来，随着开关变换器在理论分析方法上取得了突破性进展，开关变换器的研究在国际上形成了热潮。
开关变换器电路以其高效率、体积小、重量轻在各类功率变换电路中占据主导地位。
由于PWM型DC--DC变换器是一个强非线性或时变或断续的电路，因此，变换器电路动态特性的分析和设计都较困难。
开关变换电路的分析方法有很多[1],大致可分为两类：数值仿真法和解析建模法。
数值仿真法是指利用各利用各种各样的算法以求得变换器某些特性数字解的方法。
其优点是准确度和精确度都很高，可以得到响应的完整波形，适用范围广，可进行小信号分析和大信号分析，用起来方便；缺点是物理概念不甚清楚，对设计指导意义不大[2]。
而解析建模法指能用解析表达式表示其特性的建模方法，建模时常做某些近似假定，以简化分析，它着眼于工作机理的分析，满足一定精度要求下要简单通用，能为设计提供较明了的依据。
本文对PWM 开关变换器的分析方法作以较全面的综述并总结其发展的趋势。
2 数值仿真法数值仿真法有直接法和间接法。
前者直接利用现有的通用电路仿真程序，如SPICE等，不需要重新建立电路模型，只需局部地建立一些专用的仿真模型，等效子电路及子程序即可,其不足之处在于计算速度较慢；后者是指在采用某种数值分析之前，需要从原变换器电路中建立一个专用的数学模型，如离散时域模型等，然后用适当的数值分析法求解，其优点是计算速度较快。
2.1spice 和pspice 仿真Spice作为一种通用电路仿真程序，在开关功率变换器时域大信号和频域小信号仿真中得到了广泛的应用[3]。
其优点是：可分析功率半导体器件、变换器电路、电力电子系统等，可直接由电路仿真，不必列写电路方程, 而且它可以解决大信号分析问题，但难用解析法求解。
它还存在着运行时间长、不易收敛等问题。
而PSPICE是SPICE电路模拟器家族的一员，是首先用于IBM--PC机上基于SPICE的模拟器。
PWM型DC_DC开关变换器研究综述_孙伟杰
0 引 言
DC-DC 开关变换器将不可 控的直流电 压转 换成另一个可控的直流电压值 , 用以满足电子设 备的要求 , 在各种仪器仪表中得到了广泛应用。 DC-DC 开关变换器通常是整机的电源部件 , 其可 靠性对整机质 量影响 较大[ 1] 。 从 能量平衡 角度 讲 , 一个理想的 DC-DC 变换器就是一个可控的理 想变压器 , 如图 1所示 。其中 Uo 、Io 、U s、Is 分别为 输入输出电压和电流的平均值 , XC 为控制信号 。
当控制信号使 V 导通时 , L 中的电流从最小 值 ILm in增加到最大值 ILmax ;当控制信号使 V 截止 时 , L 中的 电流 又从 最大 值 ILmax 下降 到 最小 值 ILm in 。 利用此原理分析等效电路 , 可以得到输入 、 输出电压关系 :
Uo
=U s
ton
ton +toff
图 6 PWM 闭环控制原理框图
DC-DC 开关变 换器的 控制目 标是 [ 17, 18] :① 稳态下 , 保证直流电压稳态输出误差为零 ;② 控 制系统具有好的控制性能 , 对电路参数和外界环 境的变化鲁棒性较强, 具有好的动态负载响应。 控制策略的研究与选取都是为了更好地达到这两 个性能指标而进行的 。
SUN W ei-jie, WANG Wu, YANG F u-wen (Co llege of E lectrica l Eng ineering and Au tom ation, F uzhou University, Fuzhou 350002, China)
开关电容的PWM DC - DC转换及其变化状况(译文)
开关电容的PWM DC - DC转换及其变化状况摘要：本文提出了一种新型开关电容脉宽调制（PWM）转换器。
该转换器是一个开关电容和PWM转换器组合。
它具有以下优点：1)所有的MOSFET都是零电压开关；2)自耦变压器自驱动的方法，不必调整同步整流器控制时序，因此大量减少了二极管传导损耗；3)对漏电感不敏感，因此可以使用独立的变压器，它同时适用于电压调节模块（VRM）和虚拟咨询台（VRD）；4)单相选择会更加灵活。
在相位控制策略的整个负载范围内，它可以达到更高的效率。
构建一个700千赫l.2-V/35-A油料原型和一个四相700千赫l.2-V/130-A VRM原型是来验证分析。
索引词：负载点（POL）转换器，自驱动脉冲宽度调制解调器（PWM），开关电容转换器，零电压开关电容（ZVS）。
I.引言计算机和电子通讯的新一代设备，它采用了开放式结构，模块化信号和数据的处理方法，因此有必要使用分布式电源系统。
对互联网广告的使用需要配有先进的，高质量的基础设施和可靠的“电网”，从而自然而然采用分布式发电，配电，和调控。
电力处理系统的未来发展，把几乎所有的电力负荷接到有能源来源的电力电子设备。
先进的功率处理系统预计将达到完全可控，完全可重构，自治和可定制的平台，可应用在，诸如电信，计算机，互联网基础设施，汽车应用，航空航天的电力能源供应。
这些先进的系统将被要求提供按需提供能源，并按任何速率和任何需要的形式下载。
为了支持技术的发展趋势，行业在每个电路板的定制，小型化功率负载点（POL）转换器上尝试收集功能更多和更先进的耗电的处理器。
随着迅速增长计算机和电信应用，POL的DC - DC模块是变得越来越小。
对于一些规模DC - DC模块，输出电压低于1V，输出电流要高得多。
高功率密度和高效率是DC - DC模块制造商的主要目标。
高开关频率也增加控制带宽，因为同一瞬态要求，以至于需要更少的输出电容器。
然而，在同步整流（SR）下，传统的多相降压控制器在高频率下有几个严重的问题：高开关损耗，高驱动损耗，高体二极管损耗。
高频PWMDC_DC转换器的设计_应建华
⾼频PWMDC_DC转换器的设计_应建华26卷第1期2009年1⽉微电⼦学与计算机M ICROELECTRONICS&COM PUTERVol.26No.1January2009收稿⽇期:2008-02-21⾼频PWM DC/DC转换器的设计应建华,张俊,肖靖帆(华中科技⼤学电⼦科学与技术系,湖北武汉430074)摘要:设计了⼀种基于0.6L m CM OS⼯艺的⾼频PWM升压型DC/DC转换芯⽚.采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.本芯⽚在XFAB公司流⽚成功,测试结果表明,芯⽚的开关频率⾼达为1.2MHz,在输⼊电压分别为3.3V、5V的情况下能稳定地分别驱动4个、6个⽩光L ED,输出电压分别为12.8V、18.6V.关键词:DC/DC转换器;电流型;脉宽调制中图分类号:T N4⽂献标识码:A⽂章编号:1000-7180(2009)1-0197-04Design of High Frequency PWM DC/DC ConverterYING Jian-hua,ZHANG Jun,XIAO Jing-fan(Department of Electro nics Science and T echnology,Huazhong U niversit y of Science and Technology,Wuhan430074,China)Abstract:A hig h frequency PWM step-up DC/DC converter w ith low power dissipation w as designed by using0.6L m CM OS process.T he chip uses a constant frequency,cur rent-mode control scheme to provide steady voltag e.T he chip taped out successfully in XFA B Company.T he testing results showed that the frequency was1.2MHz,output v oltage w as12.8V and18.6V,when driving4and6white L ED in3.3V and5V input voltag e.Key words:DC/DC converter;cur rent-mode;pulse w idth modulation(PWM)1引⾔随着⼿机、mp3、PDA等便携式消费电⼦产品的⼴泛应⽤,对供电电源提出了新的要求.为保证系统稳定、可靠地⼯作,通常采⽤DC/DC开关变换器提供⼯作电压.⽂中设计了⼀种开关频率⾼达1.2MH z、电流控制型PWM升压DC/DC开关变换器,采⽤XFAB 公司的0.6L m CM OS⼯艺流⽚成功.测试结果表明,该转换器可稳定驱动串联的4到6个⽩光LED,满⾜系统设计要求.2PWM DC/DC转换器原理分析⽂中设计采⽤⼀种恒定频率、电流模式的控制结构[1],并把功率开关管和控制电路集成到⼀起.芯⽚结构如图1所⽰.SW为开关引脚;FB为输出电压的采样反馈端;SHDN为停机引脚.芯⽚内部主要模块包括基准电压源、误差放⼤器、PWM⽐较器、振荡器、电流采样电路、RS锁存器以及驱动.图1芯⽚电路框图该芯⽚的⼯作原理:在每个振荡周期的开始时, RS锁存器被置位,导通功率管,输出电压的采样值反馈到PWM⽐较器的正向端.当采样电压超过⽐较器的负输⼊端的⽔平时,RS锁存器被复位关闭功率管.通过开关功率管占空⽐的变化,调节输出电压使其稳定.3 主要电路模块设计分析3.1 电压基准源电路在DC -DC 转换器芯⽚中,因为芯⽚的输出功率⽐较⼤,要求带隙基准源在较宽的温度范围内参考源电压波动不⼤;同时由于⼯作电源电压的范围较宽,为了保证输出电压对⼯作电源电压的不敏感性,要设计⾼电源电压抑制⽐(PSRR)的带隙基准源.⽂中设计的带隙基准源电路如图2所⽰,由启动电路、带隙核、放⼤器A 和输出级组成.图2 带隙电路图其信号结构图如图3所⽰.图3 电压基准源信号结构图其中A 1(s )是V cc 到放⼤器A 输出的传函;A 2(s)是V cc 到电压基准源输出V re f 的传函;A 3(s )是放⼤器A 的输出到电压基准源输出V ref 的传函;A 4(s)是电压基准源的输出V re f 到放⼤器A 输⼊的传函;A 5(s)是放⼤器A 的开环传函.分析可知:V ref V cc =[A 1(s)+A 2(s )A 3(S )]@A 3(S )1+A 3(s )A 4(s )A 5(s)(1)通过参数的优化可以得到在低频范围内A 2(0)约等于0,A 3(0)约等于1,A 4(0)约等于1,A 1(0)和A 5(0)的值是与放⼤器A 结构相关的.化简式(1)可得低频电压抑制⽐为PSRR (0)=V ref V cc =1+A 5(0)A 1(0)U A 5(0)A 1(0)(2)为了获得⾼电源抑制⽐,采⽤了⼀种⾃偏置有源负载运算放⼤器A,利⽤⾃偏置电流源闭环反馈改变开环电阻的特性,实现⾼开环增益.晶体管M0、M 1、M2、M 6、M7、M 8构成⾃偏置电流源,M0由n 个(W /L )的MOS 管并联组成,M 1由1个(W /L )的MOS 管组成,M2是n -1个(W /L )的MOS 管并联组成,由电路⼩信号分析可得输出电阻R out =n @r oM0.电压基准源A 5(0)和A 1(0)的表达式分别为A 5(0)=n @g mQ4@r oM0(3)A 1(0)=r oQ4/(1/g -1mM0+r o Q4)U 1(4)电压基准源的低频电压抑制⽐:PSRR (0)U ng m Q4@r oM0(5)在XFAB 公司的X C 06⼯艺下,通过优化g m Q4和r oM 0,对基准源进⾏温度特性、电压调整率和电源抑制⽐仿真,仿真曲线如图4、图5所⽰.从图中可以看到,电压基准源的温度系数是11ppm/e ;低频电压抑制⽐达到92dB .图4 电压基准源温度系数仿真曲线图5 电压基准源PSRR 仿真曲线3.2 振荡器和斜波发⽣器振荡器产⽣恒稳的、周期性时变的输出波形,作为控制功率管开关的时钟.⽂中采⽤基本的充放电振荡器电路[3],⼜称为窗⼝⽐较式振荡器[4],提供⾼达1.2MH z 的开关频率,电路结构如图6所⽰.其⼯作原理:定时电容C 在两个门限电压V A 、V B 之间来回充放电,当定时电容上的电位达到两个门限电平中的某⼀个值时,RS 触发器输出Q 发⽣翻转;然后定时电容上的电位向相反⽅向变化,当其到达另⼀个门限电平时,Q 再次翻转.如此循环,产⽣振荡.198微电⼦学与计算机2009年图6 振荡器和斜波发⽣器电路结构图斜波发⽣器利⽤电流对定时电容的充放电,在电容C 上产⽣所需的斜波信号.产⽣斜波信号的⽬的是对电路进⾏斜波补偿,防⽌在占空⽐⼤于50%的情况下出现次谐波振荡,保证系统稳定性[2].设电容充电电流为I 1,放电电流为I 2,则电容C 的充电时间t 1=V 1-V 2I 1C,电容的放电时间t 2=V 1-V 2I 2,则振荡周期C 为t =t 1+t 2=(V 1-V 2)1I 1+1I 2C (6)由于充放电电流由电压基准源的PTAT 电流产⽣,振荡周期和斜升波的斜率基本保持不变.3.3 误差放⼤器误差放⼤器的作⽤是把反馈信号V FB 与内部基准电压进⾏⽐较,把电压之差放⼤,产⽣电压环误差信号,控制PWM ⽐较器正向输⼊端的电压信号.误差放⼤器的电路如图7所⽰.图7 误差放⼤器电路图由图7可知:M1、M2、M3、M4、M 17、M0、M 8组成误差放⼤器的第⼀放⼤级;M5、M7、M 9和M 10组成误差放⼤器第⼆级放⼤器,第⼆级电路是推挽输出结构,从⽽可以增加输⼊电压跟随能⼒.NMOS 管M 11⽤于对输出电压进⾏钳位,保证了芯⽚刚上电时不会产⽣电感上电流浪涌现象.M 3和M 4构成的交叉耦合结构,引⼊了⼀个局部正反馈,提⾼了第⼀级的放⼤增益,可以计算出从M2的漏级向下看到的等效电阻为:R eq =1/(g m2-g m4)-1,当g m 2>g m4,R eq >0,等效电阻增⼤,提⾼了开环增益:A v1=gm17/(g m2-g m4).第⼆级为推挽输出结构,可计算其增益为A v2=g m7(r 07+r o10).所以整个误差放⼤器的开环增益为A v =A v1A v2=g m17g m 7(r o7+r o10)/(g m2-g m4)(7)输出级的电阻R 1和电容C 1组成系统的补偿⽹络,⽤于保证系统环路的稳定性,其产⽣了极点和零点如下:s p1=1/2P (r o7+r o10)C 1s z1=1/2P R 1C 1其中产⽣的零点s z1⽤于补偿DC -DC 转换器输出负载电阻和滤波电容形成的极点;极点s p1⽤于对开关噪声进⾏衰减[1].误差放⼤器的频率特性的仿真曲线如图8所⽰.图8 误差放⼤器频率特性仿真曲线图8是误差放⼤器的频率特性曲线,由图可见:误差放⼤器的低频增益是48dB,⾸先经历⼀个低频极点,然后出现⼀个低频零点,零点对极点进⾏相位补偿,从⽽保证了DC -DC 转换器电路在单位增益带宽内等效只有⼀个主极点,使整个环路系统稳定.3.4 功率管由于功率管是整个驱动电路的核⼼器件,因此对于功率管的版图设计直接影响到了电路的整体性能.⽂中采⽤了蛇形栅结构的功率管,蛇形栅的结构优点是:(1)结构紧凑,等效宽度⼤,占⽤⾯积⼩;(2)由于多晶硅栅在拐弯处使⽤了135度的⾛向,有效避免了90度情况下局部雪崩击穿现象的发⽣;(3)源漏⾦属接触孔呈对⾓线分布,这使得MOS 器件的击穿特性,尤其是ESD 性能得到了提⾼.4 测试结果本电路已通过流⽚验证,对芯⽚在输⼊电压为199第1期应建华,等:⾼频PWM DC/DC 转换器的设计3.3V,驱动4个LED 和输⼊电压为5V,驱动6个LED 的情况下进⾏了测试,⽤Tektronix 公司的T DS2024B 数字存储⽰波器读取了输出电压波形和SW 开关电压波形,如图9、图10所⽰.图9 V in =3.3V,驱动4个LED图10 V in =5V ,驱动6个LED从图9、图10可以看出,芯⽚的开关频率在1.2MH z 左右,输出电压稳定.在3.3V 的输⼊电压、20~50e 的环境温度下对输出电压和开关频率的温度特性做了测试,并利⽤matlab 对测试数据进⾏了曲线拟合,如图11、图12所⽰.图11 输出电压温度特性图12 开关频率温度特性测试结果表明,当温度从21e 变化到50e 时,输出电压从12.662V 下降到12.436V,开关频率从1.211MH z 上升到1.289MH z.5 结束语⽂中设计了⼀种开关频率为1.2MHz 的DC/DC 转换器,采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.最终的测试结果表明,该芯⽚在输⼊电压分别为3.3V 、5V 的情况下能稳定地驱动4个、6个⽩光LED,开关频率在1.2MH z 左右,输出电压分别为12.7V 、18.6V,达到系统设计要求.参考⽂献:[1]Cheung Fai Lee,Philip K T M ok.A monolithic current-mode CM OS DC-DC converter wit h o n-chip cur rent -sensing technique[J].IEEE Journal of Solid-State Cir -cuits,2004,39(1):3-14.[2]韦枫,吴⾦.基于斜波补偿的电流模式PW M DC-DC 系统稳定性分析[J].电⼦器件,2003,26(4):461-463.[3]陈光明,曹家麟,汪西川.峰值电流控制模式BOO ST DC-DC 变换器的斜波发⽣器的设计[J].上海⼤学学报,2004,10(4):357-361.[4]张科峰,林映嫣,张兢,等.具有外同步功能的窗⼝⽐较式CM OS 振荡器的设计[J].微电⼦学与计算机,2007,24(12):183-186.(下转第204页)图1局域世界较⼩的度分布⽐较图图2局域世界稍⼤的度分布⽐较图图3 局域世界不同的度分布⽐较图5 结束语⽂中在BA ⽆标度⽹络模型的基础上分析了该模型的动⼒学机制,为了更接近实际⽹络⽽对新加⼊节点的择优范围作了⼀点修改,提出了⼀个局域世界线性增长的⽹络模型,通过⽤连续介质⽅法对新模型度分布的计算和计算机模拟,得出:随着时间的不断演化,局域世界线性增长的⽹络最终将演化成度分布遵循幂律分布的⽆标度⽹络,幂律指数C =3.这对在现实世界的许多合作⽹络中如何按照不同合作⽹络的动态演化机制,建⽴具体的演化⽹络模型,识别并捕捉影响⽹络拓扑结构形成的主要因素,从⽽加深对⽹络拓扑结构及其动态变化的认识,是⼗分有参考意义的.参考⽂献:[1]张磊,姜弘道.基于校园⽹络的计算[J].微电⼦学与计算机,2007,24(9):1-3.[2]王剑,廖振松.⼀种改进的⽹格作业管理实现能[J].微电⼦学与计算机,2007,24(11):1-2.[3]Barab si A L,Alber t R.Emer gence of scaling in randomnetworks[J].Science,1999,286(5439):509-512.[4]A lbert R,Barab si A L.Statistical mechanics of complexnetworks[J].Reviews of M odern Physics,2002(74):47-97.[5]L i X,Chen G.A local w orld evolving networ k model[J].Physica A ,2003(328):274-286.[6]N ew man M E J.T he structure and function of complexnetworks[J].SIAM Review ,2003(45):167-256.[7]李守伟,钱省三.⽆标度⽹络的指数增长与动态局域世界[J].复杂系统与复杂性科学,2005(1):1-3.[8]郭进利.有向复杂⽹络的Poisson 模型[J].上海理⼯⼤学学报,2006(3):2-3.[9]刘美玲,王仲君.择优选择节点构成的复杂⽹络模型研究[J].系统⼯程与电⼦技术,2006(4):2-3.[10]Deng K E,T ang Y.G rowing netwo rks based on themechanism of addition and deletion[J].Chin.phys.L ett.,2004(21):1858-1860.[11]Bianconi G ,Barabasi A L.Bose -Einstein condensationin complex netw orks[J].Phys.Rev.L ett.,2001(86):5632-5635.作者简介:刘浩⼴男,(1975-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为复杂⽹络.蔡绍洪男,(1958-),教授,博⼠⽣导师.研究⽅向为介观量⼦涨落、⾮线性物理、复杂性理论、⾃组织理论.(上接第200页)作者简介:应建华男,(1954-),硕⼠,副教授.研究⽅向为数模混合集成电路.张俊男,(1981-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.肖靖帆男,(1983-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.。
PWM开关变换器的基本原理
目录第1篇 PWM开关变换器的基本原理第1章开关变换器概论（1） 1.1 什么是开关变换器和开关电源（1） 1.2 DC-ＤＣ变换器的基本手段和分类（1） 1.3 DC-DC变换器主回路使用的元件及其特性（3） 1.3.1 开关（3） 1.3.2 电感（3） 1.3.3 电容（3）第2章基本的PWM变换器主回路拓扑（7） 2.1 概述（7） 2.2 Buck变换器（7） 2.1.1 别名（7） 2.1.2 线路组成（7） 2.1.3 工作原理（7） 2.1.4 电路各点的波形（8） 2.1.5 主要概念与关系式（9） 2.1.6 稳态特性的分析（16） 2.3 Boost变换器（19） 2.3.1 别名（19） 2.3.2 线路组成（19） 2.3.3 工作原理（20） 2.3.4 电路各点的波形（20） 2.3.5 主要概念与关系式（21） 2.3.6 稳态特性的分析（28） 2.4 Buck-Boost变换器（30） 2.4.1 别名（30） 2.4.2 线路组成（30） 2.4.3 工作原理（31） 2.4.4 电路各点的波形（31） 2.4.5 主要概念与关系式（32） 2.4.6 优缺点（34）2.5 Čuk变换器（36） 2.5.1 别名（36） 2.5.2 线路组成（36） 2.5.3 工作原理（37） 2.5.4 电路各点的波形（38）2.5.5 主要概念与关系式（40） 2.6 四种基本型变换器的比较（43）第3章带变压隔离器的DC-DC变换器拓扑（46）3.1 概述（46） 3.2 变压隔离器的理想结构（46） 3.3 单端变压隔离器的磁复位技术（49） 3.4 自激推挽式变换器的工作原理（53） 3.5 能量双向流动的DC-DC变压隔离器（58） 3.6 有并联DC－DC变压隔离器（60） 3.7 有全桥或半桥DC－DC变压隔离器的Buck变换器（70） 3.8 正激变换器（Forward Converter）（72） 3.9 第九节有并联DC－DC变压隔离器的Boost变换器（75） 3.10 有全桥或半桥DC－DC变压隔离器的Boost变换器（81） 3.11 有单端DC－DC变压隔离器的Boost变换器（83） 3.12 变换器组合电路（85） 3.13 有变压隔离器的Čuk 变换器（92） 3.3.1 工作原理（93） 3.3.2 输入电压与输出电压的关系（94） 3.3.3 有变压隔离器的Čuk 变换器的优缺点（95） 3.14 Čuk有变压隔离和零纹波的变换器电路（96） 3.4.1 零纹波概念（96） 3.4.2 零纹波条件（96） 3.4.3 带隔离输入输出均为零纹波（98） 3.4.4 零纹波Čuk变换器用于功率放大器（100） 3.15 有变压隔离器的其它形式结线方式（101） 3.5.1 不同种类变换器结线（101） 3.5.2 相同种类变换器结线（102）第4章变换器中的功率开关元件及其驱动电路（105） 4.1 双极型晶体管（105） 4.1.1 晶体管的开关过程（105） 4.1.2 开关时间的物理意义及减小的方法（107） 4.1.3 抗饱和技术（107） 4.2 双极型晶体管的基本驱动电路（108） 4.2.1 一般基极驱动电路（108） 4.2.2 比例基极驱动电路（110） 4.2.3 高压双极型晶体管基极驱动电路（112） 4.3 功率场效应管（114） 4.3.1 功率场效应管的主要参数（115） 4.3.2 功率场效应管的静态特性（117） 4.3.3 MOSFET的体内二极管（118）4.4 功率场效应管的驱动问题（119） 4.4.1 一般要求（119） 4.4.2 MOSFET的驱动电路（120） 4.5 IGBT管（123） 4.5.1 IGBT结构与工作原理（124） 4.5.2 IGBT的静态工作特性（124） 4.5.3 IGBT的动态特性（125） 4.5.4 IGBT的栅极驱动及其方法（126） 4.6 MCT管（130） 4.6.1 MCT的基本构造（130） 4.6.2 工作原理（131） 4.6.3 MCT的主要特性（131） 4.6.4 主要特性的说明（133） 4.6.5 栅极驱动电路（142） 4.7 开关元件的安全工作区及其保护（144） 4.7.1 双极型晶体管二次击穿原因及对SOA的影响（144） 4.7.2 安全工作区(SOA) （145） 4.7.3 保护环节——R.C缓冲器（148）第5章磁性元件的特性与计算（152） 5.1 概述（152） 5.1.1 在开关电源中磁性元件的作用及应用（152） 5.1.2 掌握磁性元件对设计的重要意义（152） 5.1.3 磁性材料基本特性的描述（152） 5.1.4 磁心型号对照表（157） 5.2 磁性材料及铁氧体磁性材料（158） 5.2.1 磁心磁性能（158） 5.2.2 磁心结构（161） 5.3 高频变压器设计方法（162） 5.3.1 变压器设计方法之一——面积乘积(AP)法（162） 5.3.2 AR法举例（166） 5.3.3 变压器设计方法之二——几何参数法（172）法举例（174） 5.4 电感器设计方法（179） 5.4.1 电感器设计方法之一——面积乘积(AP)法（179） 5.4.2 AR法举例（182） 5.4.3 电感器设计方法之二——几何参数法（186）法举例（187） 5.4.5 无直流偏压的电感器设计（192） 5.5 抑制尖波线圈与差模、共模扼流线圈（196） 5.5.1 抑制尖波的电磁线圈（196）5.5.2 差模与共模扼流线圈（198） 5.6 电流互感器的设计方法（200） 5.6.1 电流互感器的工作原理（201） 5.6.2 电流互感器的设计举例（201） 5.7 非晶、超微晶(纳米晶)合金软磁材料特性及应用（204） 5.7.1 非晶合金软磁材料的特性（204） 5.7.2 超微晶合金软磁材料的特性（205） 5.7.3 非晶、超微晶合金软磁材料的应用（206）第6章开关电源占空比控制芯片及集成开关变换器的原理与应用（207） 6.1 开关电源系统的隔离技术（207） 6.2 PWM开关电源的集成电路（IC）片（209） 6.2.1 1524/2524/3524简介（209） 6.2.2 IC的工作（213） 6.3 适用于功率场效应管控制的IC芯片（213） 6.3.1 1525A与1524的差别（214） 6.3.2 1525A/1527A的应用（215） 6.4 电流控制型脉宽调制器（216） 6.4.1 UC1846/UC1847工作原理及方框图（216） 6.4.2 1842/2842/3842 8脚脉宽调制器（218） 6.5 μPC1099脉宽调制器（222） 6.5.1 μPC1099的极限使用值和主要电性电能（222） 6.5.2 μPC1099的应用（223） 6.6 集成的开关电源芯片工作原理昅其应用（229） 6.6.1 概述（229） 6.6.2 PWR－210管脚功能及参数（230） 6.6.3 PWR芯片的应用及设计方法（234） 6.6.4 便携式器件中电源使用的集成块（247） 6.6.5 MAX626芯片的应用（252） 6.6.6 MAX627芯片的应用及设计方法（254）第7章功率整流管（263） 7.1 功率整流二极管（263） 7.1.1 功率整流二极管模型（263） 7.1.2 功率二极管的主要参数（263） 7.1.3 几种快速开关二极管（266） 7.2 同步整流管（SR）（268） 7.2.1 概述（268） 7.2.2 同步整流要作原理（269） 7.2.3 同步整流在DC－DC变换器中的举例（271）第8章有源功率因数校正器（273）8.1 AC-ＤＣ电路的输入电流谐波分量（273）8.1.1 谐波电流对电网的危害（273） 8.1.2 AＣ-DC变流电路输入端功率因数（274） 8.1.3 对AC-DC电路输入端谐波电流限制（276） 8.1.4 提高AC-ＤＣ电路输入端功率因数和减小输入电流谐波的主要方法（276） 8.2 功率因数和THD （277） 8.2.1 功率因数和THD （277） 8.2.2 AC-ＤＣ电路输入功率因数与谐波的系数（278） 8.3 Boost功率因数校正器(PFC)的工作原理（278） 8.3.1 功率因数校正的基本原理（278） 8.3.2 Boost有源功率因数校正器(APFC)的主要优缺点（280） 8.4 APFC的控制方法（280） 8.4.1 常用的三种控制方法（280） 8.4.2 电流峰值控制法（280） 8.4.3 电流滞环控制法（282） 8.4.4 平均电流控制法（284） 8.4.5 PFC集成控制电路UC3854A/B简介（285） 8.5 反激式功率因数校正器（288） 8.5.1 DCM反激功率因数校正电路的原理（288） 8.5.2 等效输入电阻（289） 8.5.3 平均输出电流和输出功率（290） 8.5.4 DCM反激变换器等效电路平均模型（290）第9章开关电源并联系统的均流技术（293） 9.1 概述（293） 9.2 开关电源并联系统常用的均流方法（295） 9.2.1 输出阻抗法（295） 9.2.2 主从设置法（297） 9.2.3 按平均电流值自动均流法（298） 9.2.4 最大电流法自动均流（298） 9.2.5 热应力自动均流法（300） 9.2.6 外加均流控制器均流法（301）第10章开关电源的小信号分析（303） 10.1 概述（303） 10.2 电感电流连续时的状态空间平均法（303） 10.3 电流连续时的平均等效电路标准化模型（306） 10.4 电流不连续时标准化模型（312） 10.5 复杂变换器的模型（314） 10.6 用小信号法分析有输入滤波器时开关电源的稳定问题（317）第2篇 PWM开关变换器的设计与制作第1章反激变换器的设计（319）1.1 概述（319） 1.1.1 电磁能量储存与转换（319） 1.1.2 工作方式的进一步说明（321） 1.1.3 变压器的储能能力（322） 1.1.4 设计前的调查（323） 1.2 反激式变换器的设计方法举例（323） 1.2.1 电源主回路（324） 1.2.2 变压器设计（324） 1.2.3 设计112W反激变压器（326） 1.2.4 设计中的几个内容（332） 1.2.5 计算变压器的另缓冲器设计（333） 1.3 反激变换器的缓冲器设计（339） 1.3.1 反激变换器的开关应力（339） 1.3.2 跟踪集电极电压钳位环节（339） 1.3.3 缓冲器环节工作波形（340） 1.3.4 缓冲器参数的确定（342） 1.3.5 低损耗缓冲器（343） 1.4 双晶体管的反激变换器（344） 1.4.1 概述（344） 1.4.2 工作原理（344） 1.4.3 工作特点（346） 1.4.4 缓冲器（346） 1.4.5 工作频率（347） 1.4.6 驱动电路（347） 1.4.7 变压器设计（347） 1.5 隔离式自振荡反激变换器（347） 1.5.1 概述（347） 1.5.2 工作原理（348） 1.5.3 隔离式自振荡反激变换器（350） 1.5.4 加入电流型控制时的有关问题（352） 1.5.5 变压器设计（354）第2章单端正激变换器的设计（356） 2.1 概述（356） 2.2 工作原理（356） 2.2.1 电感的最小值与最大值（357） 2.2.2 多路输出（358） 2.2.3 能量再生线圈的工作原理（358） 2.2.5 正激变换器的优缺点（359） 2.3 变压器设计方法（359） 2.3.1 方法一（360）2.3.2 方法二（364）第3章双晶体管正激变换器的设计（368） 3.1 概述（368） 3.1.1 线路组成（368） 3.1.2 工作原理（368） 3.1.3 电容C的作用（369） 3.2 双晶体管正激变换器变压器设计（370） 3.2.1 概述（370） 3.2.2 变压器的设计方法（370）第4章半桥变换器的设计（374） 4.1 半桥变换器的工作原理（374） 4.2 偏磁现象及其防止方法（375） 4.2.1 偏磁的可能性（375） 4.2.2 串联耦合电容改善偏磁性能（375） 4.2.3 串联耦合电容的选择（376） 4.2.4 阶梯式趋向饱和的可能性及其防止（378） 4.2.5 直通的可能性及其防止（379） 4.3 软启动及双倍磁通效应（380） 4.3.1 双倍磁通效应（380） 4.3.2 软启动线路（380） 4.4 变压器设计（381） 4.5 控制电路（384）第5章桥式变换器的设计（387） 5.1 概述（387） 5.2 工作原理（387） 5.2.1 概述（387） 5.2.2 工作过程（388） 5.2.3 缓冲器的组成及作用（389） 5.2.4 瞬变时的双倍磁通效应（389） 5.3 变压器设计方法（389） 5.3.1 设计步骤及举例（389） 5.3.2 几个问题（394）第6章双驱动变压器推挽变换器的设计（395） 6.1 概述（395） 6.2 工作原理（395） 6.2.1 线路结构（395） 6.2.2 工作原理（396） 6.2.3 各点波形（396） 6.3 开关功率管的缓冲环节（398） 6.4 推挽变换器中变压器的设计（398）第7章 H7C1为材质PQ磁心高频变压器的设计（405） 7.1 损耗及设计原则简介（405） 7.1.1 设计原则（405） 7.1.2 满足设计原则的条件（405） 7.2 表格曲线化的设计方法（409） 7.2.1 表7.1的形成与说明（412） 7.2.2 扩大表7.1的使用范围（414）第8章开关电源设计与制作的常见问题（417） 8.1 干扰与绝缘（417） 8.1.1 干扰问题及标准（417） 8.1.2 隔离与绝缘（419） 8.2 效率与功率因数（422） 8.2.1 高效率与高功率密度（422） 8.2.2 高功率因数（422） 8.3 智能化与高可靠性（423） 8.4 高频电流效应与导体选择与布置（424） 8.4.1 趋肤效应和邻近效应的产生（424） 8.4.2 ќ系数和有效导体厚度（427） 8.4.3 绕组结构（429）第3篇软开关-PWM变换器第1章软开关功率变换技术（430） 1.1 硬开关技术与开关损耗（430） 1.2 高频化与软开关技术（431） 1.3 零电流开关和零电压开关（432） 1.4 准谐振变换器（433）第2章 ZCS-PWM和ZVS-PWM变换技术（436） 2.1 ZCS-PWM变换器（436） 2.1.1 工作原理（436） 2.1.2 运行模式分析（436） 2.1.3 实验结果报导（438） 2.1.4 ZCS-PWM变换器的优缺点（438） 2.2 ZVS-PWM变换器（439） 2.2.1 工作原理（439） 2.2.2 运行模式分析（439） 2.2.3 分析（441） 2.2.4 ZVS-PWM变换器的优缺点（441）第3章零转换-ＰＷＭ软开关变换技术（443） 3.1 零转换-PWM变换器（443） 3.2 ZCT-PWM变换器（443）3.2.1 工作原理（443） 3.2.2 运行模式分析（445） 3.2.3 ZCT-PWM变换器的优缺点（446） 3.2.4 实验结果报导（446） 3.3 ZCT-PWM开关（446） 3.4 ZVT-PWM变换器（447） 3.4.1 工作原理（447） 3.4.2 运行模式分析（447） 3.4.3 ZVT-PWM变换器的优缺点（450） 3.4.4 实验结果报导（450）第4章移相控制全桥ZVS-ＰＷＭ变换器（451） 4.1 FB ZVS-PWM DC-DC变换器的工作原理（451） 4.2 FB ZVS-PWM变换器运行模式分析（453） 4.3 FB ZVS-ＰＷＭ变换器分析（455） 4.3.1 占空比分析（455） 4.3.2 FB ZVS-PWM变换器两桥臂开关管的ZVS的条件（455） 4.3.3 FB ZVS-PWM变换器的优缺点（456） 4.4 FB ZCZVS-ＰＷＭ变换器开发及应用（456） 4.5 移相控制全桥FB ZV－ZVC-PWM变换器（457）第5章有源钳位软开关PWM变换技术（459）5.1 有源钳位ZVS-PWM正激变换器5.2 有源钳位ZVS-PWM正、反激组合式变换器第4篇开关电源的计算机辅助分析与设计第1章开关电源的计算机仿真（467） 1.1 电力电子电路的计算机仿真技术（467） 1.1.1 计算机仿真技术（467） 1.1.2 电路仿真分析(建模)方法（467） 1.1.3 SPICE和PSPICE仿真程序（468） 1.2 用SPICE和PSPICE通用电路模拟程序仿真开关电源（469） 1.2.1 概述（469） 1.2.2 功率半导体开关管的SPICE仿真模型（470） 1.2.3 控制电路的SPICE仿真模型（474） 1.2.4 例1：正激PWM开关电源的SPICE仿真（477） 1.2.5 例2：推挽式PWM开关电源的PSPICE仿真及补偿网络参数优化选择（483） 1.3 离散时域法仿真（489） 1.3.1 概述（489） 1.3.2 数值法求解分段线性网络的状态方程（490） 1.3.3 求解网络拓扑的转换时刻(边界条件) （493） 1.3.4 非线性差分方程(大信号模型) （494）1.3.5 小信号模型（495） 1.3.6 程序框图（496） 1.3.7 仿真计算举例（499）第2章开关电源的最优设计（503）2.1 概述（503） 2.1.1 可行设计（503） 2.1.2 最优设计（503） 2.1.3 开关电源的主要性能指标（503） 2.1.4 本章主要内容（504） 2.2 工程最优化的基本概念（504） 2.2.1 优化设计模型的三个内容（504） 2.2.2 设计变量（505） 2.2.3 目标函数（505） 2.2.4 约束（506） 2.2.5 优化数学模型的一般形式（507） 2.2.6 工程优化设计的特点（507） 2.3 应用最优化方法的几个问题（508） 2.3.1 最优解的性质（508） 2.3.2 初始点的选择（508） 2.3.3 收敛数据（509） 2.3.4 变量尺度的统一（509） 2.3.5 约束值尺度的统一（510） 2.3.6 多目标优化问题（510） 2.4 DC-ＤＣ桥式开关变换器的最优设计（511） 2.4.1 DC-ＤＣ半桥式PWM开关变换器主要电路的优化设计（511） 2.4.2 开关、整流滤波电路的优化设计数学模型（511） 2.4.3 变压器的优化设计数学模型（513） 2.4.4 半桥PWM开关变换器优化设计的实现（516） 2.4.5 5V/500W输出 DＣ-DC半桥PWM开关变换器优化设计举例（517） 2.4.6 DC-DC全桥ZVS-ＰＷＭ变换器主电路的优化设计（520） 2.5 单端反激PWM开关变换器的优化设计（522） 2.5.1 数学模型概述（522） 2.5.2 多路输出等效为一路输出的方法（523） 2.5.3 优化设计举例（524） 2.6 PWM开关电源控制电路补偿网络的优化设计（525） 2.6.1 概述（525） 2.6.2 开关电源瞬态响应特性简介（526） 2.6.3 开关变换器的频域特性（527） 2.6.4 PWM开关变换器小信号模型（530） 2.6.5 瞬态优化设计数学模型（533）2.6.6 计算举例（536） 2.7 DC-DC全桥移相式ZVS-PWM开关电源补偿网络的最优设计（539） 2.7.1 主电路及电压、电流波形（540） 2.7.2 FB ZVS-PWM变换器小信号模型（540） 2.7.3 FB ZVS-ＰＷＭ变换器主电路传递函数及频率特性（542） 2.7.4 FB ZVS-PWM开关电源补偿网络最优设计模型（544） 2.7.5 典型设计举例（547）参考文献（549）精品文档11。
多相PWM控制DCDC变换器(图)
多相PWM控制DC/DC变换器(图)概述近年来，随着一些高性能CPU 的出现，如Pentium 4、Athlon等，需要输出电压更小，更大电流的DC/DC变换器，对热性能、EMI及负载瞬变应答(Load Transient)的要求也不断提高。
传统的单相DC/DC 变换器日益显示出局限性。
多相DC/DC变换器以其独特的性能，为高性能CPU电源的解决方案开辟的一条新路。
为什么要采用多相PWM控制我们以2 相PWM控制为例，介绍什么是多相PWM控制（图1）。
相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控制DC/DC变换器多增加了1个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对有一定的间隔。
如2相PWM控制的2个变换器ON/OFF相对间隔为180°（图2），3相PWM控制的3个变换器ON/OFF 相对间隔为120°，依此类推。
各个变换器交叉依次开或闭。
图1：2相PWM控制DC/DC变换器示意图与传统的单相DC/DC变换器相比，多相PWM控制DC/DC变换器具有以下的几个优点：（1）多相PWM控制器将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出电感等器件过于疲劳，发热过于集中。
（2）由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流纹波，减小了电磁干扰EMI。
电流纹波的减少，使传统的昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。
参看图2中输出电流纹波的示意图，2个通道的IL纹波电流相互叠加，结果使输出电容上承受的纹波电流减小。
图2:相PWM的控制脉冲及输出电流纹波图3：单相PWM与2相PWM的输入电流对比图4：单相PWM与2相PWM的效率曲线对比图5：产生2相PWM控制脉冲（3）滤波电容、FET的On Loss、铜箔损耗与输入电流有效值Iin(rms)2成正比，多相PWM控制使输入电流有效值减小（见图3），可以证明Iin(rms)-2＜Iin (rms)-1，提高了效率。
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（ 华南 理工 大学 电子与信 息学院 ， 广东 广州 ５０ ４ ） １６ ０
摘 要： 为了更好地指导电路分析与设计 ， 出了一种求解连续导通模式（ Ｃ 下脉宽 提 Ｃ Ｍ） 调 制 （ ＷＭ） ＣＤ Ｐ Ｄ ． Ｃ变换 器 闭环 系统瞬 态解析 解及 稳 态纹 波解析 解的 方法 ， 并结合 多尺度 法， 将等效小参量法推广到 Ｐ ＣＤ ＷＭ Ｄ ． Ｃ变换器闭环 系统的瞬态分析 中． 仿真结果表 明，
丁跃华 等 ：用符号法分析 Ｐ Ｃ Ｄ ＷＭ Ｄ — Ｃ变换器 闭环 系统 的瞬态
２ ７
： （ ） ２ ２ ｐｆ ＝一Ｇ２Ｐ Ｒ Ｇ１ｐ ｘ ＋Ｇ （ ）２ （） ２
（） ７
ｏ 口０ ＿，ｏ ， ，０ ） ＝ ｏ ＝（ ｏ ＿ … Ｘ Ｔ １ ２
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ｓ
： （ ） ０ Ｇ２ｐ ｆ ：Ｕ Ｇ１ｐ ｘ ＋ （ ）ｏ
（） ５
（） ６
ｓ ： （ ） ｉ Ｇ２Ｐ ＝ 一 （ ） ｉ Ｇ。ｐ ｘ ＋ （ ） Ｇ２Ｐ Ｒ
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第 ９期
闭环 系统 做 了大 量 的 研 究 工 作 ， Ｌｈ ａ 如 ｅｍ ｎ等 提 出 设想 ， 用平 均法 将 原来 系统 模 型 转换 为 一 个 非 线 采 性 自治 系统模 型 ， 该 系统 的解 来 近似 原 来 闭 环 系 用 统 的解 ， 并采 用严 格 的数 学 理 论 证 明 了该 设 想 的合 理性 ¨ “． Ｊ但他 们都 没 有 阐述 开关 变 换 器 闭 环 瞬态
的求 解过 程 ， 没有 闭环 瞬态 解 的解 析表 达式 ． 中 也 文 在 文献 ［ ． ］ ５ ６ 基础 上 ， 等效 小 参 量 法 推 广到 Ｐ 将 ＷＭ
状态 变量 组成 的 向量 和 常数 向量． 用 等 效小 参 量 利 法求 解式 （ ） ， １ 时 将 和 ／表示成 主量 和小 量之和 的
Hale Waihona Puke 关键 词 ： 宽调 制 ； ＣＤ 脉 Ｄ ．Ｃ变换 器 ；闭环 系统 ；瞬 态 ；多尺度 法 ； 号分析 符
中图分类号 ： Ｎ ｌ． Ｔ ７ １４
文献标识码 ： Ａ
当前 国际功 率 电子学领 域分 析开 关变换 器 的方
法 主要 有 简 化 状 态 空 间 平 均 法ｕ 和 一 般 化 平 均
程组 为
。
收稿 日期 ： ０ ７叭一４ ２ ０ 一 ２ 基金项 目：国家 自然科学 基金 资助项 目（０ ７ ０４ ６ ３ ２０ ）
作者简介 ：丁跃华 （ ９ ２ ） 男 ， 士生 ， 要从 事非线 性 １８． ， 博 主
电路与 系 统理 论 与应 用 、 率 电子 方 面 的研究 ． － ｉ 功 Ｅｍａ ： ｌ
小参量 法分 析 Ｐ ＷＭ 开 关变 换 器 闭环 系 统 瞬态 是 一
个值得 探讨 的 问题 ． 多 学 者 就 Ｐ 许 ＷＭ 开 关 变 换 器
式 中 ： 分算 子 Ｐ：ｄｄ， Ｐ） Ｇ （ 为 由 Ｐ的 微 ／ ｔＧ （ 和 Ｐ）
多项 式组 成 的矩 阵 ； 非 线性 函数 ； 和 Ｕ分别 为 ｆ是
式 中 ： 是 ／的第 ｉ 阶分 量 ； 和 尺 分 别为 的主 … 项和 余 项 ； ｓ为 小 量 标 记 ， 要 具 体 数 值 时 ， 令 需 可 ｓ：１根 据文献 ［ ］ ． ５ 利用 等效 小参 量 法分 析 求 解 ， 可 得到式 （ ） ２ 中主振 荡分 量 和各 次 谐 波分 量 的迭 代 方
１ 问题 的数 学描 述及 求 解
１ １ 模 型 的建立 ．
基本 的开关功 率变换 器 闭环 系统可用 微分 方程
表示 如 下 Ｊ ： Ｇ１Ｐ ＋Ｇ （ ） （） ２Ｐ ／：Ｕ （） １
路分 析 的 大 信 号 分 析 法 ． 现 有 的 应 用 分 析 结 果 在
中 圳 ， 可 以得 到 纹 波 的解 析 表 达式 ． 均 因此 用 等 效
件 下启 动过 程 的瞬态 解 析 解 ． 由于该 方 法 易 编程 实 现， 因而具有 重要 的应用 价值 ．
法 Ｊ它们都 有各 自的局 限 Ｊ等效 小参 量 法 是 一 ， ． 种高 精度 、 分析相 对简 单 、 用 于强非 线性 系统 的符 适
号分 析法 ， 它是通 过 考 虑 电路 的非 线性 特 性 完 成 电
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华 南 理 工 大 学 学 报 （自 然 科 学 版 ）
第３ ５卷 第 ９期
２０ ０７年 ９月
Ｊ ｕｍ ａ ｆ Ｓ ｕｔ ｉ ａ Ｕ ｎ ｖ ｒ ｉ ｆＴｅ ｈ ｏｌｇ ｏ ｌｏ ｏ ｈ Ｃｈ ｎ ｉ ｅ ｓｔ ｏ ｃ ｎ ｏ ｙ ｙ
形式 ：
： ＋ ＋ｓ ２ ０ ｓ １ ＋… ＋ｓ ＋… （） ２
／：ｄ ＋ｓ ＋ｓ ＋… ｏ
： ＋ 尺 ＋ ， ｉ ， ， … １ ：ｌ２ ３，
（） ３
（） ４
开关 变换 器 闭环系 统 的瞬态 分 析 中 ， 对 一 个 给定 针 的Ｐ ＷＭ 闭环 系 统 电路 ， 得 了 系统 在 不 同初 始 条 获
ＶＯｌ３ Ｎｏ． １５ ９ Ｓｅ ｔｍ ｂｅ ２ ０７ ｐｅ ｒ ０
（ ａ ｒｌ ｃ ｎ ｅＥ ｉｏ ） Ｎ ｔ ａ Ｓ ｉ ｃ ｄｔ ｎ ｕ ｅ ｉ
文章编号 ： ０ ０５ ５ ２０ ）９０ ２ —５ １０ －６ Ｘ（０ ７ ０ —０ ６０
用符号法分析 Ｐ ＣＤ ＷＭ Ｄ — Ｃ变换 器闭环 系统的瞬态 术
符 号分析 法得 到 的仿真 波形 与基 于 电路 原理 的数 值 仿 真 波形 相 近 ， 而验 证 了文 中提 出 从
方 法 的有 效性 ． 所得 结果 均 为符号表 达 式 ， 为 工程 设 计提 供 理 论指 导 ， 可 并可进 一 步 用 于
系统 的非线性 特性 及稳 定性 分析．