第四章-镜频抑制和谐波混频器

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关于GPS-BD射频接收机中镜像抑制混频器设计

关于GPS/BD射频接收机中镜像抑制混频器设计0 引言随着近些年卫星导航产业的迅猛发展，人们对射频接收机前端芯片在面积、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。

混频器因为在射频前端芯片链路中处于低噪声放大器和中频滤波器之间，它的性能指标对整个射频前端芯片的性能都有着重要的影响[1]，而镜像抑制混频器由于能够抑制镜像信号的干扰，在混频器设计者中很受欢迎。

本文基于传统的Hartely镜像抑制结构, 设计了一款以共射频输入端正交混频结构为核心单元的镜像抑制混频器，能够很好地抑制镜像信号的干扰。

1 Hartely结构原理传统的Hartely镜像抑制结构如图1所示，将正交的本地振荡信号与射频输入信号分别进行下变频，然后对其中一路下变频信号进行滤波和90°移相操作，最后再将两路信号求和来达到消除镜像中频信号的目的[2]。

我们假设射频输入信号为ARFcos(ωRFt)，镜像干扰信号为AIMcos(ωIMt)，本振信号频率为ωLO，中频信号频率为ωIF，那么它们之间的频率关系可以表示为式(1)：经过正交混频与滤波后A1、A2两点的信号可表示为式(3)、式(4)：从式（6）中可以看出镜像中频信号经过求和后被消除[3]。

上述分析仅限于理想情况下，实际中由于输入信号相位和增益失配等原因，仍有一部分镜像信号不能完全被消除，从而降低了镜像抑制能力。

本文设计电路中采用共射频输入端正交混频结构来降低信号相位和增益的失配，从而增强混频器的镜像抑制效果[4]。

2 电路设计2.1 混频器核心单元设计本文设计的共射频输入端正交混频核心单元结构如图2所示。

电路由4部分组成，分别是由R1-R4构成的负载级、由M3-M10构成的开关级、由M1-M2构成的跨导级和由M11-M14构成的尾电流源级；其中跨导级将射频输入电压信号转化为电流信号。

开关级由本振大信号控制其交替通断，从而实现混频功能。

负载级通过负载电。

Ka波段镜像抑制谐波混频器设计_黄锦沛

1
1. 1
混频器的原理分析
谐波混频原理本次设计使用反向并联二极管对实现四次谐波 =
混频，其模型如图 1 所示，假设信号为 VS （ t ） VS cosωS t，LO 信号为 VL （ t ）
= VL cosωL t，其中 ωS
和 ωL 分别为 RF 和 LO 信号的角频率，VS 和 VL 分别为 RF 和 LO 信号的幅度，且∣ VL ∣ ＞＞ | Vs ∣。
]
（ 10 ）
TL6 构成 RF 匹配网路， RF 带通滤波器回收闲频，提高隔离度。 TL7 和 TL8 是 LO 匹配网络， LO 带通滤波器回收闲频，提高隔离度。本次选用的带通滤波器寄生通带在 3 倍中心频率处，因此 TL9 为 1 /4 λ3LO 开路线，避免在工作中 3 ω L 能量对功率源的 IF 隔离影响。TL10 和 TL11 都为 1 /4 λ RF 长，提高 RF度。IF 低i D 为二极管反向饱和电流，那么流过二极管对的电流 i 和时变电导 g（ t）可用第一类 n 阶修正贝塞尔函数
［2 ］
分别表示为
∞
(
)
i = i1 + i2 = 2 i D sinh（ αv（ t）） = 2 i D ∑ 2 I2n +1 （ αv（ t）） cos（ 2 n + 1 ） ω L t
对于混频单元 1 ，其 RF 输入信号为 V S1 （ t ），镜 LO 输入信号 V L 1 （ t）可以分别频输入信号为 V I1 （ t），表示为 cos ω S t － π （ 6） 2 2 槡 VI V I1 （ t） = cos ω I t － π （ 7） 2 2 槡 VL V L1 （ t） = cosω L t （ 8） 2 槡混频单元 1 输出的 RF 和镜像频率对应的混频产物 V IF1 （ t）和 V IM1 （ t）分别为 V S1 （ t） = VS

第四章镜频抑制和谐波混频器介绍

m n i (t ) f (vLO 1 vi1 ) vLO 1 vi1
m ,n m ,n
m ,n
m ,n
m n m n vLO vRF [(1) 1]
m ,n
m+n 只能为奇数
§ 4.4 谐波混频器
RF ? LO 8GHz RF:15GHz 二次谐波混频
IF 1GHz
17GHz RF:31GHz 33GHz
偶次谐波混频四次谐波混频
镜频电压： vi Vi cos[(i )t ]
本振电压：vLO VLO cos[(LO )t ] 中频: ωIF= ωRF- ωLO= ωLO- ωRF
20
非线性电阻v-i特性如下
i f (v) a0 a1v a2v .... an v
2
n
21
对信号: 信号在混频器1中混频
。。。
偶次谐波混频性能 1.频谱：相比单端混频器，频谱更干净 2.隔离度 3.变频效率 4.噪声特性镜频噪声
本振噪声优点：可以用低的LO信号接收高的RF信号，在毫米波接收机中广泛采用。
如何实现奇次谐波混频？
Байду номын сангаасI2
IF
RF LO I1
m n I1 f vLO vRF vLO vRF
中频滤波器 Ka频段4 次谐波混频器
RF:35GHz LO:9GHz
2 LO / 4
RF
wlo
§ 4.5 镜频抑制混频器
一、什么是镜频对于一个给定的本振信号ωLO ，有两个不同的射频信号ωLO+ ωIF和ωLO－ωIF 可以产生相同的中频信号ωIF 。其中一个是我们所期望的射频信号，而另一个就是我们所说的镜频。

镜频抑制混频器

镜频抑制混频器应用ADS设计混频器．概述图1 为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB 分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2 为隔离臂，1 到3、4 端口以及从2 到3、4端口都是功率平分而相位差90°。

设射频信号和本振分别从隔离臂1、2 端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。

通过定向耦合器，加到D1，D2 上的信号和本振电压分别为：可见，信号和本振都分别以 2π相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为2π型平衡混频器。

由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：主要的技术指标有：1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)；2、变频增益，中频输出和射频输入的比较；3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围；4、双频三阶交调与线性度；5、工作频率；6、隔离度；7、本振功率与工作点。

设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。

2.具体设计过程2.1 创建一个新项目◇启动ADS◇选择Main windows◇菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名◇点击“ok”这样就创建了一个新项目。

◇点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。

2.2 3dB 定向耦合器设计◇里面选择类“Tlines-Microstrip”◇选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。

◇选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。

◇按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线的线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm 传输线的线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm。

MTEE是三端口器件，有三个参数W1，W2，W3 具体是有定义的，可以此参考ADS帮助文档。

镜频抑制混频器设计

设计实验5镜频抑制混频器设计1．概述图1为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2为隔离臂，1到3、4端口以及从2到3、4端口都是功率平分而相位差90°。

图1设射频信号和本振分别从隔离臂1、2端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。

通过定向耦合器，加到D1，D2上的信号和本振电压分别为：D1上电压1-11-2D2上电压1-31-4可见，信号和本振都分别以相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为型平衡混频器。

由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：同样，D2式中的混频器的电流为：当时，利用的关系，可以求出中频电流为：主要的技术指标有：1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)；2、变频增益，中频输出和射频输入的比较；3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围；4、双频三阶交调与线性度；5、工作频率；6、隔离度；7、本振功率与工作点。

设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。

2.具体设计过程2.1创建一个新项目●启动ADS●选择Main windows●菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名●点击“ok”这样就创建了一个新项目。

●点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。

2.2 3dB定向耦合器设计●里面选择类“Tlines-Microstrip”●选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。

●选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。

●按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线的线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm 传输线的线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm。

镜频抑制混频器设计――参考.

◇把仿真器中的一项改掉，其他不变，就是加入了一个扫描变量◇最后仿真的结果是图 36 总结这是一个微带平衡混频器，主要是有几部分组成：3dB 定向耦合器、二极管的输入、输出阻抗匹配电路、两个二极管、输出低通滤波器。

在这篇文章中，我们先介绍了 3dB 定向耦合器的仿真，其中原理部分可以参考其他资料，在知道了原理后，可以利用一些小软件计算线宽，该软件陈抗生老师哪里有的。

后面是介绍一个低通滤波器的设计和仿真，这是比较简单的，用于输出中频滤波。

后面是分别设计和仿真了这个 Mixer 的频谱、噪音、增益-本振功率曲线、射频频率-噪音系数曲线等等。

整个过程中，电路的原理图都是不变的，改变的只是端口的配置、仿真器的配置还有变量的配置。

其中有几个规律。

对于用来仿真 Mixer 的 HB Simulation 要求 1 端口是射频输入端口、2 端口是中频输入端口、3 端口是本振输入端口。

输入部分一般使用功率源，输出负载是使用“Term” 。

仿真器的配置中，一般 Freq[1]是本振频率，Freq[2]是射频频率，Order 一般是要大于 1 的或者就是变成线性电路仿真了，Sweep 是加入扫描变量的选项，只能扫描直接变量，表达式不能扫描，另外计算噪音的时候要选上“Nolinear” ，Noise[1]噪音输入频率是射频，分析的频率是中频。

Noise[2]选择输出节点是“Vif” 。

这是一般的配置情况，具体的可以参考上面的章节。

教训：因为这个过程中电路原理图要反复用到，也许有同学会选择直接从电路原理图中Copy(Ctrl+a； Ctrl+c； Ctrl+v过去，事实证明， ADS 的这个功能有点缺陷，可能会造成器件之间的连线出问题，建议不要这样处理，可以把文件先做一个备份，然后把备份的名字改掉，这样方面，而且可靠。

镜频抑制比公式

镜频抑制比公式镜频抑制比（C/N）是用于衡量通信系统中信号与噪声之间的比例，它是一个重要的性能指标。

在通信系统中，我们希望信号尽可能地清晰，而噪声尽可能地小。

因此，C/N值越大，表示信号越强，噪声越小，通信系统的性能越好。

通常情况下，C/N值可以通过以下公式计算得出：C/N = 10 * log10(Ps / Pn)其中，Ps表示信号功率，Pn表示噪声功率。

通过这个公式，我们可以直观地了解到信号与噪声之间的比例。

在实际的通信系统中，我们希望C/N值尽可能大，以保证信号的质量。

如果C/N值较小，表示信号受到了较大的干扰，可能导致通信质量下降。

因此，提高C/N值是通信系统设计中的一个重要目标。

为了提高C/N值，我们可以从多个方面进行优化。

首先，可以增大信号的功率，以增强信号的强度。

其次，可以采用更好的调制技术，提高信号的传输效率。

此外，还可以采用一些信号处理算法，对信号进行去噪，降低噪声的影响。

这些方法综合起来，可以有效地提高C/N值，提升通信系统的性能。

在实际应用中，我们常常会遇到一些干扰因素，比如电磁干扰、多径效应等。

这些因素会导致信号受到干扰，进而影响通信质量。

因此，在通信系统的设计中，需要考虑到这些干扰因素，并采取相应的措施进行抑制。

一种常见的干扰抑制方法是滤波器的设计。

滤波器可以通过选择合适的频率范围，将干扰信号滤除，从而提高信号的质量。

另外，还可以采用调频技术，通过改变信号的频率，使得干扰信号与原信号不重叠，从而实现干扰的抑制。

还可以采用编码技术，对信号进行编码，增加冗余信息，以提高信号的可靠性。

编码技术可以使得信号在传输过程中更加抗干扰，提高通信系统的性能。

总的来说，镜频抑制比是衡量通信系统性能的重要指标。

通过优化信号的功率、采用更好的调制技术、信号处理算法、滤波器设计、编码技术等多种手段，可以提高C/N值，提升通信系统的性能。

在实际应用中，需要考虑到各种干扰因素，并采取相应的措施进行抑制，以保证通信质量。

镜频抑制混频器的分析与直接解调短波单边带接收机的设计装调

镜频抑制混频器的分析与直接解调短波单边带接收机的设计装调无43 孙忆南倪彧章一、前言随着通讯设备的小型化，集成化与数字化，传统的多次变频式接收机，由于电路复杂，中频通路难以集成，存在镜频干扰、组合干扰，需要在射频前端添加镜频抑制滤波器，提高了设备成本，难以做到小型化。

而使用零中频接收机，存在本振泄露，动态范围偏小等问题。

两者的折中是低中频接收机，部分解决了上述两种设计的不足。

由于中频很低，所以镜像频率的抑制不能在射频前端完成，一种方案是采用镜频抑制混频器。

本文讨论了一种基于RC 网络分相滤波器的镜频抑制混频器，并分析了其参数的偏差对于镜频抑制比的影响。

然后，使用这种镜频抑制混频器设计制作了一个直接解调型短波单边带接收机。

二、镜频抑制滤波器在信号的变频过程中，镜象干扰是影响电路性能的一个很主要的问题，而要实现镜象抑制，就要求较高频率的中频，使用多次变频，同时对镜频抑制滤波器的要求较高，这样就对电路的集成实现带来了很大的困难。

一种可行的方法，即利用低中频和镜频抑制混频器的方法，在将信号降到低中频的同时，去除镜像干扰信号。

其实现框图如下：图1其中，Vlo 是本振信号，Vin 是射频输入信号，Vout 是去除了镜像干扰信号的低频有用信号。

+90表示移相90度。

数学推导如下：（射频输入信号为用单频信号，对应的镜像信号频率为）0w w +101w w −101201cos[()]cos[()]in V A w w t A w w t =++−（为本振频率，为信号的频率，前一项是有用信号，后一项是镜像干扰信号）0w 1w0111012101210112011310112011cos()11(cos()cos[(2)])(cos()cos[(2)])2211(sin[(2)]sin())(sin[(2)]sin())2211(cos[(2)]cos())(cos[(2)]cos())22Loc V w t V A w t w w t A w t w w t V A w w t w t A w w t w t V A w w t w t A w w t w ==++++−=+−+−+=−++−−+1311cos()out V V V A w t =+=t 从中我们可以看到，如果我们可以保证移相90度的准确性，以及相乘和移相后的输出信号和的幅度是一样的话，那么镜像干扰信号就可以被完全的去掉了。

应用ADS软件设计镜像抑制混频器

镜像抑制混频器概述近年来，随着微波器件与技术的快速发展，在雷达和通信等领域，接收系统普遍采用了低噪声放大器作为前级，大大降低了系统的噪声系数，提高了灵敏度。

混频器对接收系统的影响和作用似乎越来越小，事实并非如此。

对于单边带系统，特别是中频较低的单边带系统来讲，镜像噪声会对噪声带来很大影响。

所谓镜像信号边带是有用信号边带相对于本振信号对称的另一个边带，它与本振混频后产生的中频信号与信号边带产生的中频信号相同。

对于单边带系统，当低噪声放大器频带较宽，且中频不高时，镜像噪声会通过混频器进入系统，造成系统噪声系数恶化。

因此，在低噪声放大器频带较宽，且中频不高的单边带系统中，必须使用镜像抑制混频器。

镜频抑制度表示对镜像噪声的抑制程度，镜频抑制度β定义为：'G G =β其中G 信号边带增益G ’镜像边带增益则微波接收机噪声系数与镜频抑制度的关系为：11log(10)(β+=dB M 其中M(dB)微波接收机噪声系数的恶化量表1为镜频抑制度与噪声系数恶化量的数据表1M(dB)0.050.20.5 1.0 2.0 3.0β(dB)19.3613.279.14 5.87 2.330镜像抑制混频器设计1镜像抑制混频器的主要技术指标信号频率 3.6GHz本振频率 3.8GHz中频频率200MHz噪声系数15dB镜像抑制度15dB2镜像抑制混频器的组成镜像抑制混频器电原理图如图1。

3dB正交耦合器射频端口ＶS 同相功率分配器平衡混频器　１平衡混频器　２本振ＶL ＶL1ＶL23412ＶS1ＶS2Ｚ0＝503dB中正交耦合5678频输出电路下边带中频输出上边带中频输出图1由图1可知镜像抑制混频器由两个平衡混频器、一个射频正交耦合器、一个中频正交耦合器和一个同相功率分配器组成。

3平衡混频器设计我们采用移相90°的平衡混频器，它由这几部分组成：3dB 支节耦合器混频二极管阻抗匹配网络射频短路线和中频滤波器。

用ADS 软件的S 参数仿真功能很容易设计出幅度和相位满足要求的3dB 支节耦合器。

Ka频段宽带镜频抑制谐波混频器的设计

ＨａｍｏｉｉｅｒｎｃＭｘｒ
ＦＮａｇ —Ｆａｇ，ＨＵＮＧＪａＥｉＩｉＡＦｎｎＡｉｎ，ＦＮＧＬｎ，ＸＡ０Ｗｅ —Ｈｏｇｎ
（．ｃｏｌｆｌｔｎｃＥｇｅｒｇＵｉｅｓｙｏｌｃｏｉＳｉｃｎｅｈｏｇｆｈｎ，１Ｓｈｏｏｅｒｉｎｉｅｎ，ｎｖｒｉｆｅｔｎｃｃｅｅａｄＴｃｎｌｙｏｉａＥｃｏｎｉｔＥｒｎｏＣ
ｔａ０ＢｏｅＧＨｚＲａｄｉｔ，ｗｅＦｉｆｅｔ０ＭＨｚ．ｈｎ２ｄｖｒ４ＦｂｎｗｄｈｈｎＩＳｉｄａｘ７
Ｋｅｏｄ：ｉｉｅｅ — ａｅｍｉｒｉａｅ—ｒｅｔｎｍｘｒｓｂ—ｈｒｏｉｍｉｒｓｂ—ｈｒｎｃｍｉｙｗｒｓｍｌｍｔｗｖｘ；ｍｇｅｃｏｉｅ；ｕｌｒｅｊｉａｍｎｃｘ；ｕｅａｍｏｉｘ —
的１２１４从而克服了直接采用毫米波本振源／或／，带来的困难，降低了射频接收机的技术难度和系统
成本。
收稿日期：０６－５－９２０００；修回日期：０６—１２０Ｏ一１２
ＡｓａｔＴｅｄｓｎａｄｉｐｅｎａｉｆａ—ｂｎｙｒｎｅｒｔｕｂｔｃ：ｈｅｉｎｌｒｇｍｍｅｔｏｏＫｔｎａａｄｈｂｄｉｔａｄｓｂ—ｈｒｏｉｉｇＩｅ— ｉｇｅａｍｎｃｍａｅ—ｒｊｅｃ
毫米波频段虽有性能优良的混频器件，高性但能的本振源实现难，本高。采用亚谐波混频器成（ｕ — ａｏｉｍｘｒ可将本振频率降为基波频率ｓｂｈｒｎｉ）ｍｃｅ

实验镜频抑制混频器实施方案

应用ADS 设计混频器1．概述图1为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB 分支线定向耦合器，在各端口匹配地条件下，1、2为隔离臂，1到3、4端口以及从2到3、4端口都是功率平分而相位差90°.图1设射频信号和本振分别从隔离臂1、2端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同地路径不影响相对相位关系.通过定向耦合器，加到D1，D2上地信号和本振电压分别为：D1上电压)2cos(1πω-=t V v s s s 1-1)cos(1πω-=t V v L L L 1-2D2上电压)cos(2t V v s s s ω= 1-3)2cos(2πω+=t V v L L L 1-4可见，信号和本振都分别以2π相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为2π型平衡混频器.由一般混频电流地计算公式，并考虑到射频电压和本振电压地相位差，可以得到D1中混频电流为：∑∑∞-∞=∞-+-=m n L s m n t jn t jm I t i ,,1)]()2(exp[)(πωπω同样，D2式中地混频器地电流为：∑∑∞-∞=∞++=m n L s m n t jn t jm I t i ,,2)]2()(exp[)(πωω当1,1±=±=n m 时，利用1,11,1-++-=I I 地关系，可以求出中频电流为：]2)cos[(41,1πωω+-=+-t I i L s IF主要地技术指标有：1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)；2、变频增益，中频输出和射频输入地比较；3、动态范围，这是指混频器正常工作时地微波输入功率范围；4、双频三阶交调与线性度；5、工作频率；6、隔离度；7、本振功率与工作点.设计目标：射频：3.6 GHz ，本振：3.8 GHz ，噪音：<15.2.具体设计过程2.1创建一个新项目◇ 启动ADS◇ 选择Main windows◇ 菜单－File －New Project ，然后按照提示选择项目保存地路径和输入文件名 ◇ 点击“ok ”这样就创建了一个新项目. ◇ 点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器.2.2 3dB定向耦合器设计◇里面选择类“Tlines-Microstrip”选择，并双击编辑其中地属性，，这是微带线基板地参数设置，其中地各项地物理含义，可以参考ADS地帮助文档.◇选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口.◇按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线地线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm 传输线地线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm.MTEE是三端口器件，有三个参数W1，W2，W3具体是有定义地，可以此参考ADS帮助文档.◇选择类“Simulation－S_Param”并把仿真器和“Term”拉出来放好.图3◇双击，修改里面地属性，要求从3GHz到5GHz扫描..◇保存文档.◇按“F7”仿真.◇在“DataDisplay”窗口中，按，如下图所示，看端口地耦合度.图4结果如下图所示图5 输出端口间地相位差同样地办法可以看到输出端口地相位差、输入端口地隔离度、输入端口地回波损耗等.图6 输出端口地相位差图7 输入端口地回波损耗图8 输入、输出端口地隔离度2.3低通滤波器◇在类“Lumped-Components”里面选择电容，和电感，按照下图设计电路.图9 低通滤波器电路图◇加上仿真器，设计为，表示从0.01GHz，扫描到4GHz.◇按“F7”仿真.◇在出现地“DataDisplay”窗口中，按，选择加入S21，仿真结果如下图所示.图10 低通滤波器仿真结果2.4 混频器频谱分析2.41设计完整地电路图图11 完整地电路图把混频器地电路图分解为如下图所示地8个部分，下面分别说明一下这8个部分具体地情况.图12第一部分第二部分第三部分就是上面设计出来地3dB定向耦合器，具体请参考3dB耦合器一章.第4部分匹配电路第5部分是晶体管，其中晶体管是使用了模型，具体操作是这样地，先在类“Devices-Diodes”里面，选择，并双击修改里面地属性，建立二极管模型，具体地参数设计参考下图13.图13 选择，并在相应地位置把器件放好，其中DIODE1，和DIODE2都是引用了刚才设计地二极管模板“DIODEM1”.第6部分是输出阻抗匹配电路，使用传输线做阻抗匹配，第6部分第7部分是低通滤波器，具体电路参考低通滤波器设计电路.第8部分是一个“Term”，用来做输出负载地.“Term”是在“Simulation S-Param”中获得地..第8部分注意：第1部分是射频输入端口，端口号就是(Num)要设计为“1”；第2部分是本振输入端口，端口号要设计为“3”.这是一般用HB Simulation仿真地规范要求.2.42设置变量◇在电路原理图窗口上，选择，双击，修改其属性，如下图所示.◇在类“Optim/Stat/Yield/DOE”里面，选择，并双击修改其属性为2.43配置仿真器在类“Simulation-HB”里面选择和，先双击修改其属性，主要是把温度改为符合IEEE标准地16.85度.◇双击，配置谐波平衡仿真器，具体参见下图图14图15图16图17图19 选择krylov来做噪音仿真◇按“F7”进行仿真.对话框里面输入“dBm(Vif)”点击“Ok”就可以显示中频输出地频谱分量.图20仿真结果如下图所示：◇选择，选择显示“ConvGain”结果如下图所示图21图222.5噪音系数仿真在上面仿真地基础上，稍微把仿真器修改一下就可以得到噪音系数地仿真结果，双击，修改第二项“Sweep”图23表示不在对本振功率“PLO”进行扫描，其他项目不需要做任何改动.◇按“F7”进行仿真.◇在新出现地“DataDisplay”窗口中，选择，并把nf(2)添加进去.noisefreq200.0MHz nf(2)14.0352.7噪声系数随RF频率地变化在上面噪音仿真地基础上，做如下改动：◇修改变量如下图所示：◇把射频输入端地功率源换成一个“Term”. ◇在类“Simulation-HB”选择一个，双击修改其属性为：图24表示从1.0GHz扫描到6.0GHz，步长是0.1GHz. ◇配置仿真器，如下图所示.图25图27图28图29◇按“F7”进行仿真.输入“plot_vs(nf(2),HB_NOISE.RFfreq)最后地仿真结果如下图所示.图30 2.8三阶交调系数电路原理图不变，然后做下面地修改◇设置变量如下图所示：◇设计输出变量，在类“Optim/Stat/Yield/DOE”里面点击，然后双击编辑属性在类“Sources-Freq Domain”里面，选择，并把该器件放在1端口，就是射频输入端口，双击修改其属性.◇仿真器配置图31图32图33图34◇按“F7”进行仿真在新出现地“DataDisplay”窗口中，选择，双击，在“advance”里面加入“dBm(Vif)”，，并修改坐标最后地仿真结果如下图所示图352.9功率－三阶交调系数◇在上面地基础上，修改下面地参数◇变量◇把仿真器中地一项改掉，其他不变，就是加入了一个扫描变量◇最后仿真地结果是图36总结这是一个微带平衡混频器，主要是有几部分组成：3dB定向耦合器、二极管地输入、输出阻抗匹配电路、两个二极管、输出低通滤波器.在这篇文章中，我们先介绍了3dB定向耦合器地仿真，其中原理部分可以参考其他资料，在知道了原理后，可以利用一些小软件计算线宽，该软件陈抗生老师哪里有地.后面是介绍一个低通滤波器地设计和仿真，这是比较简单地，用于输出中频滤波.后面是分别设计和仿真了这个Mixer地频谱、噪音、增益-本振功率曲线、射频频率-噪音系数曲线等等.整个过程中，电路地原理图都是不变地，改变地只是端口地配置、仿真器地配置还有变量地配置.其中有几个规律.对于用来仿真Mixer地HB Simulation要求1端口是射频输入端口、2端口是中频输入端口、3端口是本振输入端口.输入部分一般使用功率源，输出负载是使用“Term”.仿真器地配置中，一般Freq[1]是本振频率，Freq[2]是射频频率，Order一般是要大于1地或者就是变成线性电路仿真了，Sweep是加入扫描变量地选项，只能扫描直接变量，表达式不能扫描，另外计算噪音地时候要选上“Nolinear”，Noise[1]噪音输入频率是射频，分析地频率是中频.Noise[2]选择输出节点是“Vif”.这是一般地配置情况，具体地可以参考上面地章节.教训：因为这个过程中电路原理图要反复用到，也许有同学会选择直接从电路原理图中Copy(Ctrl+a；Ctrl+c；Ctrl+v)过去，事实证明，ADS地这个功能有点缺陷，可能会造成器件之间地连线出问题，建议不要这样处理，可以把文件先做一个备份，然后把备份地名字改掉，这样方面，而且可靠.版权申明本文部分内容，包括文字、图片、以及设计等在网上搜集整理.版权为个人所有This article includes some parts, including text, pictures, and design. Copyright is personal ownership.y6v3A。

第四章微波混频器和检波器

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电子科技大学电子工程学院
微波固态电路
微波混频器和检波器
变频损耗
定义: 输入微波资用功率和加到中频负载上的功率之
比，即
Lm = pS pif
或
Lm (dB) = 10lg( pS pif )
组成： (1)由于频率变换作用产生的损耗； (2)由寄生参量产生的损耗； (3)混频器输入端由于阻抗不匹配产生的微波功率反射损耗。
仅取第二顶。其中
f
′(V0
+ VL
cosωLt) =
di dv
v=V0 +VL cosωLt
=
g (t )
g(t)为二极管电导。由于二极管是非线性元件，i = f (v) = IS (eαv −1)
则 g(t) = α IS eα (V0 +VL cosωLt)
∞
∞
∑ ∑ 展成傅里叶级数 g(t) = gnejnωLt = g0 + 2 gn cos nωLt
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微波混频器和检波器
§4.3 微波混频器工作原理
4.3.1 非线性电阻混频原理
二极管混频器的原理等效电路如图所示。在肖特基势垒二极管上加较小的直流偏压（或零偏压）、大信号本振功率
（1mW以上）及接收的微弱射频信号（μW级以下）。
vS (t)
ZL
16:38
改善。
P107
−
(4.2) : n
↓=> α
↑=>
Rj
↓=>
g
=
1 Rj
变陡
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20GHz镜频抑制谐波混频器

集成电路设计与应用櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶櫶IC Design and ApplicationDOI ：10.3969/j.issn.1003－353x.2011.11.01220GHz 镜频抑制谐波混频器郭凡玉，唐宗熙，赵世巍（电子科技大学电子工程学院，成都611731）摘要：镜频抑制混频器能有效地抑制镜像频率，提高雷达和通信系统的抗干扰能力。

介绍了一个20GHz 二次谐波镜频抑制混频器的设计与制作，该镜频抑制混频器采用两个相同的二次谐波混频器做为两路混频单元，两路射频输入和中频输出分别用90ʎ的功分器/合路器与两路混频器相连，本征用威尔金森功分器等幅同相输入两路混频。

借助于90ʎ的功分器，两路混频器的镜频产物在中频90ʎ合路器的输出端口反相抵消，有用中频在90ʎ合路器的输出端口同相叠加。

利用ADS 和HFSS 对该混频器进行了仿真设计，并对实际电路进行了加工测试。

经测试，当中频固定在400MHz 时，射频在20 21GHz 内变频损耗小于10dB ，镜频抑制大于20dB 。

关键词：谐波；镜频抑制；变频损耗；混频器；相位平衡中图分类号：TN773文献标识码：A文章编号：1003－353X （2011）11－0866－0520GHz Image Rejection Harmonic MixerGuo Fanyu ，Tang Zongxi ，Zhao Shiwei（School of Electronic Engineering ，University of Eletronic Science and Technology of China ，Chengdu 611731，China ）Abstract ：Image rejection mixer can effectively suppress image frequency and improve the ability of anti-interference in radar and communication systems．A 20GHz 2nd harmonic image rejection mixer was designed and machined．It consists of the same two 2nd harmonic mixers ，the 90ʎphase shifting in RF input port and IF output port respectively ，and LO signal is inputted via a Wilkison power divider．By using the 90ʎphase shifters ，the two ways of the in-phase IF signal can be enhanced ，and the two ways of the anti-phase image signal can be counteracted．The mixer was simulated by ADS and HFSS．The practical circuit was tested．According to the measured results ，at the IF frequency of 400MHz ，RF frequency of 20－21GHz ，the mixer achieves a convention loss better than 10dB ，and the image rejection better than 20dB．Key words ：harmonic frequency ；image rejection ；convention loss ；mixer ；phase balance EEACC ：12500引言在外差式接收系统中镜频信号同本征信号混频产生的干扰信号会同中频一起输出，使系统的噪声系数恶化，因此混频器的镜像抑制度成了影响接收系统性能的重要因素。