采用双管正激的高效率大功率适配器

高效率大功率适配器的研究
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更新于2007-07-30 02:39:02
适配器拓扑功率因数同步整流
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1 引言
随着技术的发展，电脑CPU的工作频率越来越高，其信息处理能力及各方面功能越来越强，这样就要求为之供电的适配器功率相应较大。

目前DELL等公司已为其生产销售的移动PC、笔记本电脑，向电源生产商提出了150W甚至200W适配器的供货要求。

对于如此大功率适配器，从安全角度考虑，要求适配器的密封性能要好；为便于携带，同时又希望适配器的体积小。

但这些要求却不利于适配器的散热（由于损耗所产生的热量），为此必须采用高效率、低损耗的解决方法。

针对下一代大功率笔记本电脑适配器，本文提出了一种高效率的拓扑结构，并分析研究了其电路工作原理，最后给出了电路参数的选取方法和实验结果。

2 工作原理
笔记本电脑适配器是一种高质量直流输出电源，一般要求它具有宽的交流输入电压范围:90V~264V，并且能够适应输入电压频率的波动：47Hz~63Hz。

对于输入功率大于75瓦的适配器，还要求其输入电流谐波满足IEC-1000-3-2 Class D标准，为此适配器须有功率因数校正（PFC）功能。

本文介绍的大功率150瓦笔记本电脑适配器，其输出电压：直流12V；电压调整率：£ ±5%；额定输出电流：12.5A。

为满足高功率密度及低成本等要求，经综合考虑，该适配器采用两级电路架构，如图1所示。

前级PFC 是升压Boost变换器结构，采用电流临界断续模式（DCMB ）控制；后级直流变换DC/DC部分采用双管正激变换器并对二次侧实行同步整流。

图1适配器的电路结构
2.1 功率因数校正（PFC）电路
由图1可知，交流输入电压Vi经整流桥CR1、输入滤波器L1、C1后，通过电感L2、开关S1、二极管D1组成的Boost 电路变换为直流母线输出电压VB。

图2 PFC电流临界断续模式控制原理时序
PFC工作原理时序[1]，如图2所示。

PFC输出电压VB的反馈信号与PFC控制芯片（如ST公司L6561）内部基准信号比较后，产生一电压误差信号；在误差放大器的带宽足够低时（如20Hz以下），该电压误差信号就是一个直流量；此信号和输入整流电压相乘后，得到PFC电感峰值电流基准信号（见图2）。

开关S1开通后，PFC电感电流iL2线形上升，达到峰值电流基准时，S1关断；随后iL2通过二极管D1续流，同时向电容C2充电，在电压VB的压迫下，iL2线形下降；当PFC控制芯片检测到电感电流iL2为零时，开关S1将再次开通，开始下一个开关周期。

电感电流iL2经输入滤波器L1、C1 滤波，得到连续光滑的正弦输入电流，即图2中所示的平均电流，其值为PFC电感峰值电流基准的一半。

由于开关S1是在电流iL2为零时开通的，故开关S1是零电流开通（ZCS）,因此PFC的开关损耗大为减少；另外由于S1开通时，二极管D1的电流已经为零，所以D1的反向恢复问题也得到解决，由反向恢复引起的损耗将不存在，D1用普通的二极管即可。

因控制简单，PFC可采用低成本的控制芯片。

由上分析可知，电流临界断续模式控制的PFC不仅变换效率高，而且还具有控制简单、成本低等优点。

2.2 双管正激DC/DC直流变换电路
为将较高的直流母线电压VB（约390V）变换成较低的适配器输出电压Vo（12V），DC/DC部分采用了双管正激直流变换器，它由开关管S2、S3、续流二极管D2、D3、变压器Tr、同步整流管S4、同步续流管S5、输出滤波器L o、Co构成（参看图1）。

变压器的作用是实现原、副边隔离及输入、输出电压匹配。

图3 双管正激直流变换器控制原理时序
双管正激直流变换器的控制原理时序，见图3所示（以滤波电感电流iLo连续为例）。

为分析方便，假定开关管S 2、S3的漏源电容为零，这样其漏源电压就能够瞬时变化。

其中Vgs2、Vgs3分别是S2、S3的控制信号，两者时序完全相同。

t0～t1：t0时刻，S2、S3同时开通，变压器Tr原边绕组EF的电压为VB，即VEF=VB，则副边电压VGH=VB*N2 /N1，输出滤波电感Lo中的电流iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步整流管S4、变压器副边绕组HG流通，电感Lo的前端电压VG=VGH=VB*N2/N1。

由于此时VG大于适配器输出电压Vo，故iLo从iLomin线形上升到iLoma x。

t1～t2：t1时刻，S2、S3同时关断，变压器原边绕组电流经二极管D2、D3续流，同时变压器进行磁复位，此时VEF=-VB，副边电压VGH=-VB*N2/N1，S2、S3的漏源电压VDS2= VDS3=VB；iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步续流管S5流通，Lo的前端电压VG=0。

由于VG小于输出电压Vo，故iLo从iLomax线形下降。

t2～t3：t2时刻，变压器原边绕组电流续流完毕且磁复位结束，S2、S3仍然关断，此时VEF=0，原边电压由开关S2、S3分担，即VDS2=VDS3=VB/2（假定S2、S3型号相同），这样开关S2、S3在下一次开通时的损耗就大大降低了。

副边电压VGH= 0，iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步续流管S5流通。

t3时刻，iLo线形下降至iLomi n后，S2、S3同时开通，开始下一个开关周期。

为提高效率，用开关管S4、S5代替二极管以减低二次侧的导通损耗。

同步整流管S4的导通时间和开关S2、S3的导通时间同步，同步续流管S5的导通时间和开关S2、S3的关断时间同步。

为保证变压器可靠复位，双管正激直流变换器的最大占空比应小于0.5。

3 参数选择和试验结果
3.1 参数选择
本文研制的150瓦笔记本电脑适配器，其中PFC控制芯片采用ST公司生产的L6561，其价格较低，外围控制电路所用元器件少；设定PFC的输出电压VB=390V（略大于最大输入电压的幅值）；PFC其他器件参数如下：共模滤波电感（图1中未画出）：LFZ2805V08；
差模滤波电感L1：73uH；PFC Boost电感L2：165uH；
全波整流桥CR1：RBV-406；二极管D1：8ETH06；
开关管S1：ST公司STP12NM50FP，12A/500V，Rds=0.30W(Typ)；
输入滤波电容C1：1uF/400V；直流母线输出滤波电容C2：100uF/400V。

双管正激直流变换器的控制芯片采用价格便宜的UC3845；考虑到负载动态响应要求及输出阻抗，设定满载时占空比为0.38；变压器原、副边匝比为N1:N2=56:5，选用philips公司生产的铁芯EFD30-3F3；其他器件参数如下：原边开关管S2、S3：STP12NM50FP；续流二极管D2、D3：MUR160；
副边开关管S4、S5：Fairchild公司FDP038AN06A0, 3.8mW/80A/60V；
输出滤波电容Co：Rubycon ZL series，1500uF/16V；
输出滤波电感Lo：20uH；开关频率：180k Hz。

3.2 试验结果
图4为Vi=90V时PFC满载输入电压及输入电流试验波形，可以看出输入电流波形的正弦性好，经测定功率因数P F值大于0.99；图5为双管正激直流变换器输出滤波电感前端电压VG、原边下管S3漏源电压VDS3的试验波形，由图可知在原边开关管S2、S3开通前，S3的漏源电压VDS3=VB/2。

由于S2、S3的漏源电容实际不为零，VDS3（以及VDS2）从VB下降到VB/2是通过其漏源电容和变压器激磁电感谐振来完成的，故VDS3下降（从VB到VB/2）需要一定的时间，并具有一定的斜率。

图4PFC满载90V时输入电压、输入电流试验波形图5DC/DC输出电感前端电压、原边下管漏源电压试验波形
图6为PFC在不同输入电压下的满载效率曲线（不包括控制损耗），该效率随输入电压的升高而升高，在90V时最低，但也高达95.08%；图7为 DC/DC变换器在不同输出负载时的效率曲线（不包括控制损耗），其150W满载时
效率高达96.04%；图8为不同输入电压下适配器的满载效率曲线（包括控制损耗），满载时适配器的整体效率超过9 0.80%，该效率曲线的特点也是随输入电压的升高而升高，在230V时可高达93.57%。

图6 不同输入电压下PFC满载效率曲线
图7DC/DC不同输出负载时的效率曲线
图8 不同输入电压下适配器的满载效率曲线
4 结论
本文研制的150瓦笔记本电脑适配器具有两级电路拓扑结构，前级PFC采用电流临界断续模式控制，后级DC/DC 部分采用双管正激变换器。

PFC和DC/DC各自独立，控制电路简单，成本相对低廉。

适配器的整体效率高，满载时超过90.80%。

实验结果表明该适配器具有高效率、高功率因数、及低成本等优点。

参考文献：
1、ST公司，“L6561,enhanced transition mode power factor corrector”（AN966）.
2、IEC 1000-3-2, First Edition 1995-03，International Electrotechnical Commission，3，Geneva，Switzerland.。