推挽式DC-DC开关恒压源的设计).

闽江学院

本科毕业论文（设计）

题目推挽式DC-DC开关恒压源的设计

学生姓名

学号120061007081

系别物理学与电子信息工程系

专业电子信息工程（2）班

指导老师

职称讲师

完成日期2010年4月

闽江学院毕业论文（设计）诚信声明书

本人郑重声明：

兹提交的毕业论文（设计）《推挽式DC-DC开关恒压源的设计》，是本人在指导老师沈耀国的指导下独立研究、撰写的成果；论文（设计）未剽窃、抄袭他人的学术观点、思想和成果，未篡改研究数据，论文（设计）中所引用的文字、研究成果均已在论文（设计）中以明确的方式标明；在毕业论文（设计）工作过程中，本人恪守学术规范，遵守学校有关规定，依法享有和承担由此论文（设计）产生的权利和责任。

声明人（签名）：

年月日

摘要

开关电源作为一种新式的电源，具有体积小、质量轻和节约能源等特点，逐渐在计算机，通信等方面得到广泛的应用。本文中介绍了开关电源的组成、分类和控制等方面，随着电力电子技术的发展，特别是大功率器件的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。

在本设计中，开关电源是一种采用推挽式的高频电源变换电路，主要组成有： PWM电路，这部分电路采用KA3525芯片，并通过输出电压的采样电压加在误差放大器的反相输入端桑实现稳压；推挽式变换器，实现DC-DC变换；整流滤波电路，通过整流滤波得到最终的稳定无干扰的电压；反馈补偿电路，通过反馈电压，以改变KA3525的输出，从而使输出电压保持稳定。

关键词：推挽式；PWM；电源

Abstract

As a new power source ,the switching power supply ,taking on such features as small volume、light weigh and economical energy, is used gradually and widely in computer and communication ,etc. The paper introduces the consistence, the classification and the control of the switching power supply ,with the development of power electronic technology, especially the rapid development of the high power compoments , the operating frequency of the switching power supply is enhanced to a realitive high level, owning such features as high stability and high performance-to-price.

In this design, the switching power supply is one kind of push-pull the high frequency power source transfer network, the main composition includes: The PWM electric circuit, this part of electric circuits use the KA3525 chip, and adds through output voltage's sampling voltage in the erroneous amplifier's opposition input end mulberry realizes the constant voltage; The push-pull converter, realizes the DC-DC transformation; The rectification filter circuit, obtains the final stable non-disturbance voltage through the rectification filter; Feedback compensation circuit. Changing the output KA3525 through to feedback voltage , thus output voltage is stability.

Key words:push-pull; pulse width modulation; power supply

目录

1 绪论 (1)

1.1 开关电源的概况 (1)

1.2 开关电源的组成 (1)

1.3 开关电源设计中存在的问题 (3)

1.4 开关电源的发展趋势 (4)

2 系统方案设计与选择 (5)

2.1 自激型推挽式变换器 (5)

2.2 它激型推挽式变换器 (7)

2.3 方案分析 (9)

3 电路理论分析与设计 (10)

3.1 基本原理框图 (10)

3.2 推挽式变换器 (10)

3.3 它激型推挽式直流变换器中的PWM电路 (11)

3.4 整流滤波电路 (12)

3.5 反馈补偿电路 (12)

4 参数计算 (14)

4.1 功率因数 (14)

4.2 变压器的设计 (14)

4.3 整流二极管的型号和滤波电容，电感的计算 (15)

4.4 输出电压的计算 (16)

4.5 实验数据 (16)

5 结语 (17)

参考文献 (18)

附录 (19)

致谢 (20)

推挽式DC-DC开关恒压源的设计

1 绪论

为了推动社会节约能源，提高能源利用效率，保护和改善环境，促进经济社会全面协调可持续发展，经济节能的电源越来越得到重视，同时也在飞跃的发展。具有轻便、节能等优点的开关电源已逐渐体现出取代传统电源的趋势。由于推挽式开关电源的利用率较高，所以本文介绍了一种利用推挽式变换器设计的DC-DC高频电源变换电路，以输出恒定的电压，供给电子产品使用。1.1 开关电源的概况

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。

1.2 开关电源的组成

第一部分是输入电路，它包含有低通滤波和一次整流环节。220V交流电直接经低通滤波桥式整流后得到未稳压的直流电压Vi，此电压送到第二部分进行功率因数校正，其目的是提高功率因数，它的形式是保持输入电流与输入电压同相。功率因数校正的方法有无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。所谓有源功率因数校正，是指电源在校正过程中常采用三极管和集成电路。开关电源电路常采用有源功率因数校正。第三部分是功率转换，它是由电子开关盒高频变压器来完成的，是把高功率因数的直流电压变换成受到控制的、符合设计要求的高频方波脉冲电压。第四部分是输出电路，用于将高频方波脉冲电压经整流滤波后变成直流电压输出。第五部分是控制电路，输出电压经过分压、采样后与电路的基准电压进行比较、放大。第六部分是频率振荡发生器，它产生一种高频波段信号，该信号叠加进行脉宽调制，得到脉冲宽度可调。有了高频振荡才有电源变换，所以说开关电源实质是电源变换[1]。

图 1-1 占空比示意图 高频电子开关是电能转换的主要手段和方法。在一个电子开关周期（T ）内，电子开关的连通时间t on 与一个电子周期所占时间之比，叫接通占空比（D ），D=t on /T 。

断开时间t off 所占T 的比例称为断开占空比（D’），D’=t off / T 。开关周期是开关频率的倒数，T=1 / f 。

开关电源的优点:

一是节能。绿色电源是开关电源中用途最为广泛的电源，它的效率一般可以达到85%，质量好的可以达到95%甚至更高，而铁芯变压器的效率只有70%或者更低。

二是体积小，重量轻。据统计，100W 的铁芯变压器的质量为1200g 左右，体积达到350cm 3 而100W 的开关电源的重量只有250g 。而且敞开式的电源更轻，体积不到铁芯变压器的1/4。

三是开关电源具有各种保护功能，不易损坏。而其他的电源由于本身原因或使用不当，发生短路或断路的事故较多。

四是改变输出电流、电压比较容易，且稳定、可控。

五是根据人们的需求，可设计出各种具有特殊功能的电源，以满足人们的需要[2]。

开关电源的分类 目前开关电源的种类很多，从工作性质来分，大体上可以分为“硬开关”和“软开关”两种。所谓硬开关，是指电子脉冲、外加控制信号强行对电子开关进行“开

”和

“关”，而与电子开关自身流过的电流以及两端施加的电压无关。1.

开关损耗大。开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，该损耗随D=t on /T;

D ’=toff/T

开关频率的提高而急速增加。2.感性关断电尖峰大。当器件关断时，电路的感性元件感应出尖峰电压，开关频率愈高，关断愈快，该感应电压愈高。此电压加在开关器件两端，易造成器件击穿。3.容性开通电流尖峰大。当开关器件在很高的电压下开通时，储存在开关器件结电容中的能量将以电流形式全部耗散在该器件内。频率愈高，开通电流尖峰愈大，从而引起器件过热损坏。另外，二极管由导通变为截止时存在反向恢复期，开关管在此期间内的开通动作，易产生很大的冲击电流。频率愈高，该冲击电流愈大，对器件的安全运行造成危害。4.电磁干扰严重。随着频率提高，电路中的di/dt和dv/dt增大，从而导致电磁干扰（EMI）增大，影响整流器和周围电子设备的工作。

软开关：上述问题严重阻碍了开关器件工作频率的提高。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。和硬开关工作不同，理想的软关断过程是电流先降到零，电压在缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已下降到零，解决了感性关断问题。理想的软开通过程是电压先降到零，电流在缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零，器件结电容的电压亦为零，解决了容性开通问题。同时，开通时，二极管反向恢复过程已经结束，因此二极管方向恢复问题不存在[3]。

DC/DC变换类型是开关电源变换的基本类型，它通过控制开关通、断时间的比例，用电抗器与电容器上蓄积的能力对开关波形进行微分平滑处理，从而更有效地调整脉冲的宽度及频率。从输入、输出有无变压器隔离来说，DC/DC变换分为有变压器隔离和没有变压器隔离两类。按激励方式分，有自激式和他激式两种。按谐振方式分，有串联谐振式、并联谐振式和串并联谐振式；按能力传递方式分，有连续模式和不连续模式两种。凡是以脉冲宽度来调制的电子开关变换器都叫PWM变换器。

1.3 开关电源设计中存在的问题

①器件问题。电源控制集成度不高，这就影响了电源的稳定性和可靠性，同时对电源的体积和效率来说也是一个大问题。

②材料问题。开关电源使用的磁芯、电解电容及整流二极管等都很笨重，也是耗能的主要根源。

③能源变换问题。按照习惯，变换有这样几种形式：AC/DC变换、D C/AC变换以及DC/DC变换等、实现这些变换都是以频率为基础，以改变电压为目的，工艺复杂，控制难度大，始终难以形成大规模生产。

④软件问题。开关电源的软件开发目前只是刚刚起步，要真正做到功率转换、功率因数改善、全程自动检测控制实现软件操作，目前还存在很大差距。

⑤生产工艺问题。往往在实验室中能达到相关的技术标准，但在生产商会出现各种问题。这些问题大多是焊接和元器件技术性能问题，还有生产工艺上的检测、老化、粘结、环境等方面的因素[4]。

1.4 开关电源的发展趋势

未来的开关电源像一只茶杯的盖子：它的工作频率高达2～10MHz，效率达到95%，功率密度为3 ～6W/cm2,功率因数高到0.99，长期使用完好，寿命在80000h以上。这就是开关电源的发展趋势。所谓高标准就是对未来开关电源的挑战：第一，能不能全面通容电磁兼容性的各项技术标志；第二，在企业里能不能大规模地、稳定的生产，或快捷地进行单项生产；第三，按照人们的需要，能不能组装或拼装大容量、高效率的电源；第四，能否使新的开关电源具有比运行中的电器额定值更高的功率因素、更低的输出电压（1～3V）、更大的输出电流（数百安）；第五，能不能实现更小的电源模板。

2 系统方案设计与选择

由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或DC/DC转换器电路中。故选用推挽式变换器作为设计方向。推挽式变换器设计有以下两种方案。

2.1 自激型推挽式变换器

当接通输入直流电源电压U i后，就会在分压器电阻R1上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的N b1和N b2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V2的基极上。因为电路不可能完全对称，所以总能使其中一个功率开关首先导通。假设是功率开关V1首先导通，那么功率开关V1集电极的电流I c1流过功率开关变压器初级绕组的二分之一（N p1），使功率开关变压器的磁芯磁化，同事使其他的绕组产生感应电动势，其极性如图所示。在基极绕组N b2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截止状态。在另一个基极绕组N b1上产生的感应电动势则使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压U i 都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一（N p1）上。绕组N p1中的电流以及由此电流所引起的磁通也会线性地增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到饱和值+φs时，集电极的电流就会急剧地增大，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流很减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁心的磁通脱离饱和状态，这就发生了跟前面一样的雪崩过程，促使功率开关V1很快进入截止状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电源电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组N p2上，使功率开关变压器磁心的磁通直线下降，很快到达了反向的磁饱和值-φs。此时，基极绕组N b2的感应电动势下降，再次引起正反馈，使功率开关V2脱离饱和状态，然后转换到截止状态，而功率开关V1又装换到饱和导通状态。上述过程周而复始，这样就在两个功

率开关V 1和V 2的集电极形成了方波电压，从而在功率开关变压器的次级绕组N s 上也就形成了方波电压。将该绕组N s 上所形成的方波电压经过整流和滤波后，就形成了直流变换器的直流输出电压值，也就得到了我们所需要的开关稳压电源[5]。这种变换器电路正常工作时，各部分工作波形如图2-3所示，磁心的磁通变化曲线如图2-2所示。

图2-1 自激型推挽式直流变压器

图2-2 自激型推挽式直流变换器磁心的磁通变化曲线

VD VD

2.2 它激型推挽式变换器

它激型推挽式直流变换器电路实际上是由两个单端正激式直流变换

器电路组成的，只是它们工作时相位相反。在每一个工作周期内，两个功率开关轮换交替导通和截止，在各自导通的半个周期内，分别把输入电源的能量传输给负载系统。基本的它激型推挽式治疗变换器电路如图3-4（a ）所示，各点的工作波形如图3-4（b ）所示。从波形中，由于电路中使用了两组功率开关和两组整流二极管，因而流过每一组功率器件的平均电流就比等同的单端正激式直流变换器电路中的功率器件少了一半。另外，当功

Uce ≥2Ui

图2-3 自激型推挽式直流变换器各部分的工作波形 φ

+φ

-φ

率开关导通期间，输出端的整流二极管也导通，把功率开关变压器的初级能量传输给负载，与单端正激式直流变换器中的续流二极管作用相同[6]。它激型推挽式直流变换器电路的输出电压可以用下式计算：

P

S i O N N U D U ??=max 2 (2-1)

图2-4 它激型推挽式直流变换器电流

（a ）基本电路；（b ）各点工作波形

I 1

Ui

I 1

Ic1

I 0

T/2

2.3 方案分析

自激型推挽式直流变换器所存在的缺点

（1）功率开关集电极电流峰值由给定的基极驱动信号的电压所决定，与负载的大小和轻重无关。因此，即使在轻载工作时，功率开关的工作电流也会使变换器的磁心饱和而产生很高的集电极峰值电流，使功率开关转换期间的损耗增大。这样一来即降低了转换器的转换效率，又使纹波电压和噪声干扰增大。

（2）电路容易产生不平衡。这是由于两个功率开关的H fe和U be不一致或不对称造成的。

（3）自激型推挽式直流变换器电路中的功率开关变压器磁心一般要用具有矩形磁滞回线和较高磁通密度的磁性材料，而这种磁性材料价格十分昂贵，导致了这种变换器的整体价格太高而不易普及和实用化。

（4）在自激型推挽式直流变换器电路中，要求功率开关的电压额定值至少必须是直流输入电压的两倍。电网直接整流输出的直流峰值电压

为:220V * 1.4 = 308V。桥式整流器的电压降若近似为2V，考虑最坏情况下的安全设计，功率开关电压就应为输入直流电压的3.3倍，所以功率开关的额定电压为：(308-2)*3.3=1009V,电压额定值为1000V以上的功率开关，目前的价格十分昂贵，令人难以承受[7]。

鉴于自激型推挽式直流变换器的种种缺点与昂贵的器件价格，故选用它激型推挽式变换器。

3 电路理论分析与设计

3.1 基本原理框图

图3-1 原理框图

220V的交流电源通过变压器，并经整流滤波得到未稳定的直流电压Ui，再通过DC-DC变换器得到恒定的输出电压U o。输出电压经过分压、采样后与电路的基准电压进行比较，放大。最后由控制电路进行脉宽调制以获得持续稳定的输出电压。

3.2 推挽式变换器

工作原理

推挽电路是两个参数相同的功率开关管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周期的波形放大任务，电路工作时，两只对称的功率开关管，始终处

功率开关管完成放于一个导通，一个截止的状态。当信号正半周到来时，由Q

1

大，当负半周到来时，由Q

功率开关管完成放大。放大完成后，最后合成一个

2

完整的信号。电路图如图3-2所示[8]。

推挽式升压原理

根据变压器得变压比：变压器两组线圈圈数分别为N1和N2，N1为初级，N2为次级，在初级线圈上加一交流电压，在次级线圈两端就会产生感应电动势，当N2>N1时，其感应电动势要比初级所加得电压还要高，这种

变压器称为升压变压器；当N2

图3-2 推挽式电路

3.3 它激型推挽式直流变换器中的PWM电路

我们选用KA3525作为控制芯片，此IC具有振荡器，利用改变RT与CT 之值，就可以设定PWM的切换频率；此外尚有两组PWM输出、软启动及完全截止的功能，因此在电路设计上可大大降低硬件电路。KA3525采用电压模式控制方法。占空比为0-100%，考虑到死区时间，最大占空比通常为90-95%。其采用分频器，可以得到两路互补的占空比分别为0-50%的PWM信号，同样，考虑到死区时间的存在，最大占空比通常为45%-47.5%。这样的PWM信号试用于半桥、全桥、推挽等双端电路的控制[1]。具体电路如图4-3所示。

开环稳压:通过改变输出PWM波的占空比，来调节输出电压的大小。

在实际电路中，DA设定值接在误差放大器的同相输入端上，设定输出电压，输出电压的采样电压加在误差放大器的反相输入端上实现稳态。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然[9]。

图3-3 PWM电路

3.4 整流滤波电路

如图3-4所示，输出为全桥整流，四个整流二极管均并上R、C，因为当输入停止的时候，会有反动电动势，四个电容起到消除非线性调制，滤除由于二极管非线性产生的高次谐波，对二极管进行分流等作用。两个电容分别滤除高频和低频干扰信号。

图3-4 整流滤波电路

3.5 反馈补偿电路

为了确保输出的稳定，在+5V上引入反馈，采用2．5～36V可调式精密并联稳压器TL43l作为稳压器件。TL43l是德州仪器公司生产的一款有良好热稳定性的三端可调分流基准源。它的输出电压可用两个电阻任意设置到Vref(2．5V)到36V范围内。该器件的典型动态阻抗为0．2Ω。用它来构成外部误差放大器，

再与光耦组成隔离式反馈电路。为了将连续变化的输出迅速反馈，需采用线性光耦，如PC817。PC817不仅可以起到反馈作用，还可以起到隔离作用，当PC817二极管正向电流在3mA左右变化时，三极管的集一射极电流在4mA左右变化，而集一射极电压在很宽的范围内线性变化，因而比较符合SG3525的控制要求。

当输出电压升高时，经R27、R28分压后得到的取样电压，就与TL43l中的带隙基准电压进行比较，并在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流发生变化，再通过光耦PC817去改变KA3525 1脚的电压大小，从而改变9脚电流大小，最后调节，再通过光耦PC817使反馈电压增大，KA3525的1脚输入端电压升高，经KA3525内部电路后ll、14脚的输出占空比减小，使输出电压维持稳定[10]。

图3-5 反馈补偿电路

4 参数计算

4.1 功率因数

工业上用各种程序控制电机、计量器具、显示器等既有阻性负载、感性负载，又有容性负载。由于受到电抗的作用，发电机发出的交流电流往往滞后于交流电压一定角度，即相位角φ不为零，就是说发电机发出的电能不能完全被所有的用电设备完全利用，只有一部分电能被利用，而相当一部分电能以磁场能的形式在发电机和用电设备之间往返变换而不能被释放。这就是我们所说的“功率因数”[11]。线路功率因数为有功功率与视在功率之比，即：

P S

λ= (4-1) 式中：λ为线路功率因数，P 为有功功率，S 为视在功率。

视在功率等于有效电压V rms 和有效电流I rms 的乘积:

rms rms S V I =? (4-2)

4.2 变压器的设计

推挽变换器的高频变压器，原边和副边的绕组都分别有一个中心抽头。磁心参数选择如下：变压器输入电压幅值U p1=24V ，直流输出电压5V ，串联二极管串联压降取0.6V ，所以次级绕组电压幅值Up2取5.6V ，最大工作比α=0.45，次级绕组峰值电流I p2=1 A ，

次级绕组电流有效值： A I a I p 69.021222=+=

（4-3） 初级绕组峰值电流：A I U U I P P P P 23.021

21=?= （4-4） 初级电流有效值：A I a I P 15.011=?= （4-5） 变压器的输出功率：W I U a P P 7.32222=??=

（4-6） 变压器的计算功率：W P P t 5.10222=??

????+=η （4-7） (变压器效率η取为1，这个效率不包括整流二极管在内)，取工作磁感应强度Bm=170mT ，电流密度j 取4．8A ／mm2，铜在磁心窗口中的占空系数Km(初选时

取0．2～0．3)，实际计算是取Km=0．2 5，则计算面积乘积

42

2029.08

.41704525.04105.10410cm j fB K P AP M m t =?????=?= （4-8） 取EEl6磁心，它的中心磁铁截面积(Ae)19．2mm 2，磁心的窗口面积(Aw)为39．85mm 2，因此EEl6的功率容量为Ae×Aw=19．2×39．85mm 4=0．0765cm 4，而计算面积乘积AP=O ．029cm 4，它明显小于上面的功率容量的乘积0．0765，可见采用EEl6磁心时，其功率容量已足够大。绕组匝数计算如下：先确定最低电压绕组的匝数

72.7192

.017.021096.51022

222=????=?=--e m on P A B T U N （4-9） 取偶数N1=34，其中开关管最大导通时间Tcn=9μs ，控制器输出频率f=45kHZ 。按照原边34匝，副边8匝绕制变压器，在变压器的绕制过程中，为了减少变压器的漏感，要将原边绕组和副边绕组紧密耦合[12]。

4.3 整流二极管的型号和滤波电容，电感的计算

电源由24V 、50Hz 的直流电压经推挽式电路及变压器降压供电，要求输出直流电压为5V ，电流为1A 。

（1）选择整流二极管

通过每只二极管的平均电流为：

mA I I d 5002

1=?= (4-10) 有负载时的直流输出电压为：

V U U 17.42

.152.101=== (4-11) 故变压器次级电压有效值为：

12U U = (4-12) 每只二极管承受的最大反向电压为：

V U U d 89.5414.12=?= (4-13) 根据d I 和d U 选择二极管，查手册，选取1N4007GP 二极管4只

（2）选择滤波电容器

由式 2

5T C R ?=? 可得