FLYBACK 反激变换器

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flyback flybuck 组合可以承受高压原理 -回复

flyback flybuck 组合可以承受高压原理-回复Flyback和Flybuck是两种常见的开关电源拓扑结构，它们在电力转换和电源管理领域被广泛应用。

本文将以"Flyback Flybuck组合可以承受高压原理"为主题，详细介绍这两种拓扑结构的工作原理、特点以及在高压应用中的优势和应用。

第一部分：Flyback拓扑结构Flyback拓扑结构，也被称为反激式变换器，是一种简单且经济的电源转换器。

它由一个能转换能量的开关管（开关管）和一个储能电感组成。

该结构的核心是通过储能电感储存电能，并将其传输到负载。

Flyback拓扑结构的工作原理是：当输入电压施加到开关管上时，它导通，电能储存在储能电感中；当开关管关闭时，储能电感中的电能转移到负载。

开关管的施加周期由控制器控制。

Flyback拓扑结构具有如下特点：1. 简单：Flyback拓扑结构由较少的元件组成，因此成本较低。

2. 隔离性：Flyback拓扑结构的输入和输出之间有一个电气隔离，可以提供更高的安全性。

3. 宽输入电压范围：Flyback拓扑结构可以适应较宽范围的输入电压，使其在多种应用中具有灵活性。

第二部分：Flybuck拓扑结构Flybuck拓扑结构是一种结合了Flyback和Buck两种拓扑结构的电源转换器。

它通过串联工作的开关电流感应器来达到隔离性，并通过脉宽调制器和反馈环路来实现稳定输出。

为了实现高压应用，Flybuck拓扑结构必须进行适当的设计和优化。

一种常见的方法是增加输入电容和输出电容来提高电源性能和筛选电阻。

此外，合适的输入和输出电感、功率开关和控制器的选择也非常重要。

Flybuck拓扑结构的优势和应用：1. 高效性：与传统隔离式拓扑结构相比，Flybuck拓扑结构具有更高的转换效率和功率密度。

2. 简化设计：由于Flybuck拓扑结构的隔离电路通过降压电感的电流传输来实现，因此可以简化设计并减少元件的数量。

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。

2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。

4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。

一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

Flyback电路

6
转移函数(CCM)
Vp
n1 : n2 + Vin
VP
Vin
VS
D C R
+ VO -

t -n· VO iLm ILm,max ILm(0) DT VQ T t
Q
+
根据伏-秒平衡
Vin+n· VO t
V
0 0
T
p
(t )dt 0
T DT
Vin dt n Vo (t )dt 0 VO D n2 D Vin n (1 D) n1 1 D
• 反激式转换器的优点有:
• 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. • 2. 转换效率高,损失小.
• 3. 变压器匝数比值较小.
• 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.
• 反激式转换器的缺点有:
I Lm ( DT )
n 2 (1 D ) 2 R T Lcrit 2 Lm Lcrit
9
輸出电压纹波
n1 : n2 + Vin
VP
VS
D C R
iLm
+ VO -
ILm,max ILm(0) DT iC T t
Q
+
ΔQ DT I o
-
iC,max Q+ -iO iD n· ILm(DT) n· ILm(T) DT T QDT T
Buck-Boost converter
n1:n2 D
+ Vin C R VO -
Q 1:1 Vin

Flyback架构的EMI分析

根据Flyback电路的工作原理，建立相应的电磁场模型。
结果评估
对比仿真结果与实际测量数据，评估EMI性能，找出潜在的干扰源。
EMI仿真与测试
01
EMI仿真
利用电磁仿真软件对Flyback电路进行电磁干扰仿真，预测电磁干扰的分布和强度。
EMI测试
02
路进行电磁干扰测试，获取实际测量数据。
THANKS
感谢观看
03
在产品研发阶段，应加强EMI测试和仿真分析，以便
更早发现并解决潜在的电磁干扰问题。
未来研究方向
1
随着电力电子技术的不断发展，Flyback架构的 EMI问题仍需进一步深入研究。
2
未来研究可以关注新型磁芯材料、新型拓扑结构以及先进的控制算法在改善Flyback架构EMI性能方面的应用。
3
同时，研究Flyback架构在不同工作模式下的EMI 特性，以及与其他电力电子设备的相互影响也是未来的重要研究方向。
测试方法
采用近场探头、频谱分析仪等设备，对Flyback电源的电磁辐射进行测量和分析。
仿真软件
采用电磁场仿真软件，模拟不同条件下的电磁辐射情况，为实际测试提供参考。
结果分析与比较
结果分析
对测试和仿真结果进行分析，包括电磁辐射的幅度、频率、极化特性等参数。
结果比较
将实际测试结果与仿真结果进行比较，验证仿真模型的准确性和有效性。
EMI的危害与标准
EMI危害
EMI可能导致电气系统性能下降、设备损坏、数据传输错误等问题，甚至可能对人员健康造成影响。
EMI标准
为了限制EMI的危害，国际和国内都制定了相应的EMI标准，如CISPR标准和我国的GB/T 17626系列标准。

反激变换器dcm模式公式推导

反激变换器dcm模式公式推导反激变换器（flyback converter）是一种常见的开关电源拓扑结构之一，其工作原理基于电感储能和开关器件的周期性开关。

当反激变换器处于离散(DCM)模式时，输入电压和输出电压之间的关系可以通过以下公式进行推导：1. 设定以下符号和参数：- $V_{in}$：输入电压- $V_{out}$：输出电压- $D$：开关周期内开关器件导通时间比例（占空比）- $T$：开关周期- $D_{max}$：开关器件最大导通时间比例- $L$：电感器- $C$：输出电容- $N$：变压器变比- $f_s$：开关频率- $V_c$：电容器电压（很小时，近似等于$V_{out}$）- $i_L$：电感器电流2. 离散(DCM)模式下，开关周期分为两个阶段：- Tonic（升压）阶段：开关器件导通，电感器储能- Fly（负载释放）阶段：开关器件关断，电感器释放能量给负载3. 在Tonic阶段，电感器电流的变化率为：$\frac{di_L}{dt} = \frac{V_{in} - V_c}{L}$4. 在Fly阶段，电感器电流的变化率为：$\frac{di_L}{dt} = \frac{-V_c}{L}$5. 因为电感器电流在升压阶段和负载释放阶段之间变化，所以我们可以将Tonic阶段中的电流变化时间分为两个阶段：- $t_{on,1}$：电压从0到$V_c$的时间- $t_{on,2}$：电压从$V_c$下降到0的时间6. 根据电感器电流变化率的方程，我们可以得到：$\frac{di_L}{dt}=\begin{cases}\frac{V_{in}-V_c}{L},&0\leq t\leq t_{on,1}\\\frac{-V_c}{L},&t_{on,1}\leq t \leq (t_{on,1}+t_{on,2})\\\end{cases}$7. 针对两个阶段的电流变化率方程，我们可以对其进行积分得到电感器电流的表达式：$i_L(t)=\begin{cases}\frac{V_{in}}{L}t,&0\leq t \leq t_{on,1} \\\frac{V_{in}}{L}t_{on,1} -\frac{V_c}{L}(t-t_{on,1}),&t_{on,1}\leq t\leq (t_{on,1}+t_{on,2}) \\\end{cases}$8. 在Fly阶段的t时刻，电感器电流$i_L(t)$降为0，因此：$\frac{V_{in}}{L}t_{on,1} - \frac{V_c}{L}(t_{on,1}+t_{on,2}) = 0$推导得到：$t_{on,1} = \frac{V_c}{V_{in}}(t_{on,1}+t_{on,2})$9. 在Tonic阶段的电感器电能变化为：$E_{L,1} = \frac{1}{2}L(i_L(t_{on,1})^2 - 0^2) = \frac{1}{2}L(\frac{V_{in}}{L}t_{on,1})^2 =\frac{1}{2}\frac{V_{in}^2}{L}t_{on,1}^2$10. 在Fly阶段的电感器电能变化为：$E_{L,2} = \frac{1}{2}L(0^2 - (-\frac{V_c}{L}(t_{on,1}+t_{on,2}))^2 =\frac{1}{2}\frac{V_c^2}{L}(t_{on,1}+t_{on,2})^2$11. 根据能量守恒的原理，Tonic阶段的能量改变和Fly阶段的能量改变之和应等于0：$E_{L,1} + E_{L,2} = \frac{1}{2}\frac{V_{in}^2}{L}t_{on,1}^2 +\frac{1}{2}\frac{V_c^2}{L}(t_{on,1}+t_{on,2})^2 = 0$12. 根据上述能量守恒的方程，我们可以解出$t_{on,1}$和$t_{on,2}$的关系：$(V_{in}^2)t_{on,1}^2 + (V_c^2 + 2V_{in}V_c)t_{on,1}t_{on,2} + (V_c^2)t_{on,2}^2 = 0$13. 这是关于未知数$t_{on,1}$和$t_{on,2}$的二次方程，可以使用求根公式求解。

开关电源03、flyback-converter

在电源电压一定时开关管的电压和占空比有关，故必须限制D 值。二极管 D1承受的电压为
V D1 V0 V in K
反激变换器
开关电源技术—— tqzheng@
5
负载电流I0就是流过D1的电流平均值，由波形图可得根据变压器的工作原理，有下面两个表达式：
W 1 I p min W 2 I s min
I s max
V0 L2
(1 D y )T s
在此过程中，磁芯中的磁通也线性减小，由
反激变换器
d
V0 W2
dt
磁通增量

(－ )

V0 W2
(1 D y )T s
开关电源技术—— tqzheng@
4
四、基本关系稳态工作时，Q导通时铁芯磁通的增长量必等于Q关断时的减少量， ( )
p

in
dt
L1
t＝Ton时ip达到最大值
I P max I P min
V in D y L1
Ts
在此过程中，磁芯中的磁通也线性增加 ,由
d
V in W1
dt
磁通增量

()

V in W1
D yTs
反激变换器
开关电源技术—— tqzheng@
3
三、开关Q关断工况
Fly-back Converter
反激变换器
开关电源技术—— tqzheng@
1
Flyback converter (反激变换器)
一、基本电路由buck-boost推演而得. Iin Vin
隔离变压器
IP UP
IS D US
Iout Cf 率高; 2.输出电压纹波较大; 3.处理功率在150W以下; 4.小功率多组输出特别有效;

反激flyback浅析（精）

反激拓扑（flyback）浅析施鑫淼 2010年11月目录1、反激变换器的适用范围 (2)2、反激变换器的基本工作原理 (2)3、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) (3)4、反激拓扑的优缺点 (4)5、DCM反激变换器设计实例：变换器要求 (4)6、总体拓扑 (5)7、变压器设计 (6)7.1确定输入整流滤波电容和DC输入范围 (6)7.2确定占空比 (7)7.3确定匝数比和开关管最大耐压 (7)7.4初选磁芯 (9)7.5计算输入电流峰值和原边电感值 (9)7.6计算初级匝数和线径 (10)7.7计算次级匝数和线径 (11)7.8集肤效应的考虑 (11)7.9计算绕组系数 (12)7.10变压器的绕制 (13)8、主要元器件的确定 (13)8.1输入滤波电容 (13)8.2开关mos管 (13)8.3输出二极管 (14)8.4输出电容 (14)8.5启动电阻 (15)9、Snubber设计 (15)9.1输入开关管RCD钳位设计 (15)9.2输出二极管钳位设计 (16)9.3两种钳位方式比较 (17)10、反馈电路设计 (17)11、3843周边线路 (19)12、一些相关问题 (20)12.1漏感的影响 (20)12.2气息的作用 (20)12.3噪音 (21)13、EMI分析 (21)Notice (21)1、反激变换器的适用范围由于不需要接输出滤波电感，使得反激变换器的成本较低、体积较小，所以这种拓扑在输出功率为5－150W的电源中广泛应用。

适用于高电压、低功率场合。

主要应用于小型仪器、仪表，家用电器等电源，自动化设备中的控制电源。

除了功率以外，一般在选择用反激拓扑时还应考虑以下限制：若输出电流很大，且输出电压纹波要求较高时不适宜用反激拓扑，因为输出滤波电容将会很难选择；若输出多于三组或四组时，最好不要用反激拓扑，因为次级能量输出时是按漏感的大小来进行分配的，如果绕组间漏感不匹配，就会影响到输出调整率，没有直接取反馈的那路的电压容易随负载变化而剧烈变化。

flyback的作用

flyback的作用
Flyback（反激式变换器）是一种在开关电源中常用的电路拓扑。

它的主要作用是将输入的直流电压转换为隔离的、高频的交流电压，然后通过变压器进行降压或升压，最终输出所需的直流电压。

Flyback 变换器具有以下几个主要作用：
1. 电压转换：Flyback 变换器可以将输入的直流电压转换为交流电压，通过变压器的变比实现升压或降压，从而得到所需的输出电压。

2. 隔离：Flyback 变换器中的变压器可以实现输入和输出之间的电气隔离，有效地防止了输入端和输出端之间的直接电气连接，提高了系统的安全性和抗干扰能力。

3. 高效能量转换：Flyback 变换器采用了开关电源技术，能够在高频率下进行能量转换，从而提高了能量传输的效率，减小了能量损耗。

4. 紧凑的尺寸：相比于其他类型的变换器，Flyback 变换器的电路结构较为简单，所需的元件数量较少，因此可以实现较小的尺寸和较高的功率密度。

5. 成本效益：Flyback 变换器的设计和制造成本相对较低，因此在许多应用中具有较高的性价比。

总之，Flyback 变换器在电源转换、隔离、效率和成本等方面具有优势，使其成为了一种广泛应用于各种电子设备和电源系统中的电路拓扑。

第六章反激变换器

Vin提供的功率为
P
Lp I p 2 2Ts
2
I p =VinTon / Lp
VinTon P 2T s Lp
反馈环保持VinTon恒定，即可保持输出恒定设定变换器效率为η
Lp I p 2 Vo 2 = Pin = = RLd 2Ts Po
Vo VinTon
RLd 2Ts Lp
反馈环在Vin或RLd增大时减小Ton,在Vin或RLd下降时增大Ton，从而自动调整输出。
第六章反激(Flyback)变换器
开关管Q1截止时(t1~t2)所承受的电压为Vin和原边绕组中感应电势之和
VQ1 Vin +
Np Ns
Vo
二极管D1截止时(0~t1)承受的电压等于输出电压副边绕组中感应电势之和
反激变换器主电路设计
1、确定初/次级匝比K
直流输入电压最大时开关管的最大电压应力为
VQ1max Vinmax +
Np Ns
Vo 1
K1 K2
2、确定最大导通时间Tonmax
Np N s1 Np N s2

VQ1max Vinmax
Vo1 1
39.33 14.75
反激变换器仿真
开环仿真
反激变换器仿真
反激变换器仿真
主输出和辅助输出的电压分别稳定在15.004V和4.98V。
反激变换器仿真
闭环仿真
反激变换器仿真
反激变换器仿真
主输出电压为15.004V，辅助输出电压为4.98V
反激变换器仿真
主输出电压纹波为0.19V，辅助输出电压纹波为0.29V，主输出电压的纹波控制在1%以内
VQ1max Vinmax

FLYBACK 反激变换器

在Vin或Ro上升时减小Ton，Vin或Ro下降时增大Ton，从而使输出恒定
DCM设计原则和步骤
• 确定初/次级匝数比Np/Ns
• 开关管压降为
Vds
Vin
Np Ns
Vo
• 首先选择开关管的额定电压，参数的选择应使Vds尽量小，但应保证即使有0.3Vin的漏感尖峰叠加于Vds，对开关管的极限值仍有 30%的裕度
• 此模式下，电感中储存的能量不完全释放至负载中
互感
• 互感现象
• 由于N1和N2有磁的联系，即磁通Φ11即通过N1，而且还有一部分 Φ12通过N2，i1变化时， Φ12也随之发生变化，因此在N2中也会产生感生电动势；反之，i2变化时，同样也会在N1中产生感生电动势。
• 互感系数
• Φ11产生的磁通Φ12与线圈N2磁链，
磁路服从电路的基尔霍夫定律
• 由基尔霍夫定律第一定律得:磁路中任意一点的磁通之和为零ΣΦ=0
•由基尔霍夫定律第二定律得:沿某一方向的任意闭合回路的磁势的代数和等于磁压降的代数和ΣIN=ΣΦR或ΣHl= ΣΦR
N匝线圈电感的计算
• 电感系数的定义
•由
L
=N；
i
BA；B
H；Hl
Ni；G m
忽略不计
L
N2
/ R
N 2G
N2
A
• 磁粉芯电感可等效为高磁导率材料磁芯与一个不同长度的气隙串联
L N 2G N 2 A；
l
是磁粉芯磁导率随偏置电流加大而下降的百分比
气隙磁芯电感应用
• 如果实际测量中电感值过大，不要减少匝数，这样可能会使损耗过大或磁芯饱和，可增加气隙来减少电感。
=
A

低压反激方案

低压反激方案引言随着电子设备的日益普及和便携性的要求，对于低压电源的需求也越来越大。

尤其是对于一些移动设备和嵌入式系统，低压反激方案是必不可少的。

本文将介绍一种常用的低压反激方案，以满足这些应用的需求。

什么是低压反激方案？低压反激方案是一种将高压直流（DC）电源转换为低压交流（AC）电源的电路方案。

它通常由一个输入滤波电路和一个开关变换电路组成。

通过开关变换电路的控制，可以实现将高压直流电源转换为低压电源的功能。

低压反激方案的原理低压反激方案的原理基于开关变换电路，常用的有Flyback变换器、Forward变换器和Half-Bridge变换器等。

本文将以Flyback变换器为例进行介绍。

Flyback变换器通过一个变压器来实现直流电源的转换。

变压器的初级线圈通过一个MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）开关控制。

当MOSFET导通时，电流流过变压器的初级线圈，存储能量。

当MOSFET断开时，变压器的磁场崩溃，产生一个反向的电压，通过变压器的次级线圈输出给负载。

Flyback变换器的输出电压可以控制，通过控制电流的流动时间和变压器的变比，来实现所需的输出电压。

通常，使用反馈回路来监测输出电压，并通过控制开关的占空比来调节输出电压。

低压反激方案的应用场景低压反激方案在许多应用场景中得到广泛应用，其中包括：1.移动设备：如智能手机、平板电脑等，这些设备通常需要低电压电源以满足其便携性要求。

2.嵌入式系统：例如嵌入式计算机、工业控制系统等，这些系统通常需要低电压电源以满足其功耗和性能要求。

3.LED照明：低压反激方案可以将高压电源转换为适合LED 照明的低压电源，以实现高效能的照明效果。

低压反激方案的优势低压反激方案相比其他电源转换方案具有以下优势：1.高效能：低压反激方案采用开关变换电路进行能量转换，比传统的线性稳压器更高效能。

2.可调性：通过反馈回路，可以实现对输出电压的精确控制和调节。

3.可靠性：低压反激方案采用了变压器隔离，可以提供更好的电气隔离和抗干扰能力。

反激变换器工作原理

反激变换器工作原理
反激变换器（Flybacktransformer）是一种单端、双边输出电源设备，主要用于小功率应用，如电源电路、转换器等。

反激变换器利用磁性回线（flyback）及反激自动调节稳定输出电压。

它可以有效
地克服占空比的变化所导致的输出变化，常用于交流至直流的转换中。

反激变换器是一种单端变换器，其输入由一个线圈和一个驱动电路组成，输出主要来自另一个线圈，由一个具有反激特性的电感和一个二极管构成。

在反激变换器中，输入电压由控制电路引入，依照变换器的结构进行控制，通过控制电路的控制信号，使输入的电流在负载和反馈电路的反馈信号的变化中不断调整，在调节过程中，反激变换器采用了一个反激特性的电感为主体，它可以有效的平衡负载电流，从而实现稳定的工作电流。

反激变换器的控制电路可以采用多种方式来实现，其中最常用的就是半桥调制和三端稳压控制，这也是现在电源模块中最常采用的控制方式。

这两种控制方式都可以通过控制电路的调制以及二极管的操作，将输入的AC电压转换为输出的直流电压，使输出电流与负载的
变化保持一致，从而保证了输出电压的稳定性。

另外，反激变换器还可以采用多种方式进行改进和改进，以节约能源和提高性能，例如采用永磁驱动、多路控制等技术。

其中，永磁驱动可以缩短变换器内部损耗时间，提高输出电压变化速率；而多路控制可以更有效的利用电流，使变换器的效率更高。

以上就是反激变换器的工作原理，它是当今电子设备中应用最广
泛的电源设备，可以有效提高电源的效率和稳定性，同时能够节省电能，从而节约成本。

总的来说，反激变换器的优点极其明显，它提供了一个简单而又有效的方法，用于交流至直流的转换，为电子设备的应用发挥了重要作用。

Flyback Converter

一.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).图一Io图二(a)当Q1存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co 来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip 可以表示为:ip(t)=ip(0)+1/Lp*∫0DTVdc*dtVdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br 增加到工作峰值Bw .3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).Ls Is Io图三(a)当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.当∆B 向负的方向改变时(即从Bw 降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管D1的压降). 次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*∫DT TV S (t)*dtLp=(Np/Ns)2*Ls (Ls 为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).二.CCM 模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1).输入电压范围Vin=85—265Vac;2).输出电压/负载电流:Vout 1=5V/10A,Vout 2=12V/1A;3).变压器的效率ŋ=0.902.工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3.计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+V f)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+V f)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644.变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax] Ip2Ip2=0.4*Ip1=1.20A ( 图四)5.变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度△B=1500Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*△B],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc. Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1) K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp} =0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30AIp2(1.11A)11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):Is2Is2(+12v)(图六) (图七)1/2*[Is2p+Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍. 穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去 6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满. 3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三明治绕法,而且采取该绕法的电源EMI四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.第11 页共11 页。

反激变换器双闭环控制策略研究

反激变换器双闭环控制策略研究
反激变换器（Flyback Converter）是一种常见的直流电源变换器，具有简单的电路结构和极高的可靠性，广泛应用于电子设备中。

双闭环控制策略是指在反激变换器的控制中采用两个闭环控制回路，分别用于输出电压的精确控制和输入电压的补偿控制。

传统的反激变换器控制策略是单闭环控制，只通过一个控制回路来控制输出电压。

然而，由于输入电压变化和负载扰动等因素的影响，单闭环控制无法实现非常精确的输出电压控制效果。

双闭环控制策略则通过引入一个额外的闭环控制回路来实现更精确的输出电压控制。

具体而言，双闭环控制策略将输出电压传感器的信号与设定值进行比较，通过PID控制器生成控制
信号来调节开关管的占空比，从而实现输出电压的精确控制。

同时，输入电压传感器的信号也与设定值进行比较，通过另一个PID控制器生成控制信号来调节反馈电压的补偿，以实现
对输入电压的补偿控制。

双闭环控制策略的优点是能够有效地抑制输入电压变化和负载扰动对输出电压的影响，提高输出电压的稳定性和精度。

另外，双闭环控制也可以实现快速的动态响应，提高系统的调节速度和稳定性。

需要注意的是，双闭环控制策略在实际应用中需要进行参数调整和稳定性分析，以确保控制系统的稳定性和性能。

此外，双闭环控制策略还需要考虑成本和实现复杂度等因素，选择合适
的控制方案。

总之，双闭环控制策略是一种提高反激变换器控制精度和稳定性的有效手段，可以在实际工程中应用于直流电源和电子设备的设计中。

FLYBACK反激时域波形分析到EMI设计

• B.示波器测试开关MOS的源极（Is）的电流： CH1:IC-DRV（驱动）CH2:VDS CH4:Is(测试源极S)
• 在开关MOS关断时，Is电流波形上有个凹陷（如上图3的位置）理论依据是什么？怎么改善？
• 从上图可以看到；Is是不等于Id的，Is = Id+Igs（Igs在关断时是负电流，Cgs的放电(关断)）。 • 因此可以看到Id比Is大，是由于IS叠加了一个反向电流，所以出现Is下降拐点。显然要改善这个电
• 注意：开关MOS-S脚到C1的红色走线与Coss& Lkp与Coss的谐振会造成开关电源电路30MHZ-50MHZ 的频域EMI辐射问题！
• 在开关管开通瞬间，由于电容两端电压不能突变，杂散电容Cp两端电压开始是上负下正，产生放电电流，随着开关管逐渐开通，电源C1电压Vin对杂散电容Cp充电，其两端电压为上正下负，形成流经开关管和Vin的电流尖峰；
FLYBACK反激时域波形分析到EMI设计
• 基本的FLY变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率<75W～的开关电源应用场合，反激变换器（FLY Converter）是最常用的一种拓扑结构。
• 简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
• 接下来将电源的关键部分的波形进行分析！
• 当工作在DCM模式时，由于次级电流在一个开关周期结束前电流为零，可以实现零电流的开关模式；这个DCM模式下对EMI是有利的；因此我一般是建议电子产品&设备使用FLY开关电源系统时要设计工作在DCM模式下；但此时会出现Lp和MOSFET的Coss之间发生谐振。
Hale Waihona Puke • 如下图所示的包含寄生元件的FLY变换器结构图，其中Cgs、Cgd和 Cds分别为开关管MOSFET的栅源极、栅漏极和漏源极的寄生电容，Lp、Lkp、Lks和Cp分别为变压器的初级电感、初级电感的漏感、次级电感的漏感和原边线圈的杂散电容，Cj为输出二极管的结电容。

准谐振Flyback变换器分析与设计

电气传动2024年第54卷第1期ELECTRIC DRIVE 2024Vol.54No.1摘要：设计了一台65W 输出的准谐振反激变换器（QR -Flyback ）。

分析了QR -Flyback 的谷底开通原理与开关损耗减小机制，对比了系统在不同工况下的频率特点与损耗特征，总结了变频控制的优势与不足。

结合NCP1380控制器的跳频控制功能，对系统各部分的硬件电路参数进行详细设计，有效提升了整机效率。

最后，通过仿真和实验验证了理论分析与参数设计的可行性。

关键词：准谐振反激变换器；谷底开通；跳频控制中图分类号：TM923文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd24545Analysis and Design of Quasi -resonant Flyback Converter WU Qing ，AN Shaoliang ，XU Yixuan ，DONG Songsong（School of Electrical Engineering ，Xi'an University of Technology ，Xi ’an 710000，Shaanxi ，China ）Abstract:A quasi-resonant Flyback （QR-Flyback ）converter with 65W output was designed.The valley switching principle and the switching loss reduction mechanism of QR-Flyback were analyzed ，the frequency and loss characteristics of the system under different working conditions were compared ，and the advantages and disadvantages of frequency conversion control were bined with the frequency hopping control function of the NCP1380controller ，the hardware circuit parameters of each part of the system were designed and the efficiency of the system was effectively improved.Finally ，the feasibility of theoretical analysis and parameter design were verified by simulation and experiment.Key words:quasi-resonant Flyback （QR-Flyback ）；valley switching ；frequency hopping control作者简介：吴庆（1999—），女，硕士研究生，Email ：*****************准谐振Flyback 变换器分析与设计吴庆，安少亮，徐义轩，董松松（西安理工大学电气工程学院，陕西西安710000）随着移动互联网的普及，各种电子设备层出不穷，其供电电源的需求也在不断上升，而反激变换器（Flyback ）因其结构简单且可提供电气隔离的特点，在此类小功率场合获得了广泛应用。