2路半桥驱动电路
半桥驱动电路及后端匹配方法
半桥驱动电路及后端匹配方法
半桥驱动电路在许多电子应用中都发挥着重要作用，特别是在需要高电压或大电流的应用中。
这种电路结构相对简单，主要由两个开关管（通常是MOSFET）和必要的元件组成。
半桥驱动电路的基本工作原理是，当上臂开关管导通时，电流从电源正极经上臂开关管、负载、下臂开关管到地，形成回路。
当上臂开关管截止时，下臂开关管导通，电流从电源正极经下臂开关管、负载、上臂开关管到地，形成另一条回路。
由于一个开关管导通时另一个截止，所以两个开关管不会同时导通，从而避免了短路。
至于后端匹配方法，通常需要根据应用需求和电路参数进行定制。
例如，在高速数字信号传输中，半桥驱动电路的后端匹配通常需要考虑信号的完整性、驱动能力和电平标准等参数。
为了实现这些参数，可能需要采用不同的匹配方法，如阻抗匹配、电容匹配等。
此外，对于半桥驱动电路的后端匹配，还需要考虑信号的上升时间和下降时间。
这些时间参数会影响信号的传输速度和信号质量，因此需要进行合理的调整。
常用的调整方法包括改变传输线长度、调整传输线阻抗等。
总之，半桥驱动电路及后端匹配方法需要根据具体的应用需求和电路参数进行定制。
在设计和应用中，需要考虑多种因素，包括电路的安全工作电压和电流、开关管的开关速度、信号的完整性和质量等。
通过合理的选择和设计，可以实现在各种应用中的半桥驱动电路及后端匹配方法。
半桥驱动器工作原理
半桥驱动器工作原理半桥驱动器是一种常用于电机驱动系统中的电路，它可以有效地控制电机的转速和方向。
在本文中，我们将详细介绍半桥驱动器的工作原理及其应用。
首先，让我们来了解一下半桥驱动器的基本结构。
半桥驱动器由两个功率MOSFET管组成，分别连接到电机的两个端口。
此外，还有两个控制MOSFET管，用于控制功率MOSFET管的导通和截止。
通过控制这四个MOSFET管的导通和截止状态，可以实现对电机的精确控制。
在电机正转时，控制MOSFET管1导通，MOSFET管2截止，功率MOSFET管1导通，功率MOSFET管2截止，从而使电流通过电机的一个端口，将电机带动转动。
反之，当电机反转时，控制MOSFET管2导通，MOSFET管1截止，功率MOSFET管2导通，功率MOSFET管1截止，电流通过电机的另一个端口，实现电机反转。
除了控制电机的转向外，半桥驱动器还可以控制电机的转速。
通过调节控制MOSFET管导通的时间和频率，可以改变电机的转速。
当控制MOSFET管导通时间增加时，电机的转速也会增加，反之亦然。
因此，半桥驱动器可以实现对电机转速的精确控制，满足不同应用场景的需求。
此外，半桥驱动器还具有过流保护和过压保护功能。
当电机工作时出现过流或过压情况，半桥驱动器会自动切断电源，保护电机和驱动器不受损坏。
总的来说，半桥驱动器通过控制功率MOSFET管的导通和截止状态，实现对电机的转向和转速精确控制，同时具有过流保护和过压保护功能。
它在工业自动化、机器人、电动车等领域有着广泛的应用，是电机驱动系统中不可或缺的重要组成部分。
半桥驱动电路原理
半桥驱动电路原理嘿，朋友们！今天咱来聊聊半桥驱动电路原理。
这玩意儿啊，就像是电路世界里的神奇桥梁，连接着各种电子元件，让它们能协同工作，发挥出巨大的作用。
你看啊，半桥驱动电路就好比是一个优秀的指挥家，它能精准地控制电流的流向和大小。
想象一下，电流就像是一群欢快奔跑的小孩子，而半桥驱动电路就是那个引导他们有序前进的大人。
它能让这些“小孩子”在合适的时间、合适的地方尽情玩耍，而不会乱跑乱撞造成混乱。
在这个电路里，有两个关键的元件，就像一对好搭档。
它们相互配合，一唱一和，共同完成驱动的任务。
这两个元件一个负责开启电流的通道，另一个则负责关闭。
这多有意思啊！就好像是一扇门，开的时候电流能顺畅通过，关的时候就把电流给拦住了。
半桥驱动电路的好处可多了去了。
它能提高电路的效率，让电能得到更充分的利用，这不就跟我们过日子要精打细算一个道理嘛！而且它还能让电路运行得更稳定、更可靠，就像我们走路要稳稳当当的，可不能摇摇晃晃。
它在很多电子设备中都发挥着重要作用呢。
比如说那些大个头的电机，没有半桥驱动电路的指挥，它们能乖乖听话地转动吗？还有那些复杂的电子系统，要是没有这座“桥”来连接各个部分，那还不得乱成一团麻呀！那半桥驱动电路是怎么做到这些神奇的事情的呢？这就涉及到一些复杂的电子原理啦。
比如说，它要根据输入的信号来准确地控制开关的状态，这可不是随便就能做到的，得有精准的设计和调试才行。
而且哦，半桥驱动电路的应用可不止我说的这些呢！在各种不同的领域和场合都能看到它的身影。
它就像是一个默默无闻的幕后英雄，虽然我们平时可能不太注意到它，但它却一直在为我们的电子世界默默奉献着。
所以说啊，半桥驱动电路原理可真的是非常重要且有趣的东西！我们可不能小瞧了它。
它虽然看起来很复杂，但只要我们用心去了解，去探索，就一定能发现它的奥秘和魅力。
朋友们，你们说是不是呀！这就是半桥驱动电路原理，一个在电子世界中不可或缺的存在！。
一种用于IGBT模块的新型半桥驱动电路
ｂ 故障“局域网”系统 图 １ ＩＲ２２１４１ 功能结构框图
图 １ａ 为半桥驱动 ＩＲ２２１４１ 原理框图。驱动器接 口兼容 ３．３ Ｖ ＣＭＯＳ， 可去除高达 １．６ 的噪声干扰， 同时施密特触发器输入端接下拉电阻， 避免在驱动 电 路 单 独 加 电 时 驱 动 信 号 电 平 不 固 定 导 致 ＩＧＢＴ 非 正 常 导 通 。对 驱 动 信 号 整 形 之 后 加 入 死 区 时 间 （３３０ ｎｓ）， 产生上、下桥臂驱动信号。上路信号经过电 平转换送入上桥臂驱动逻辑单元， 经过后级电流放 大驱动上桥臂功率模块； 下路驱动信号直接送入驱 动逻辑单元， 放大后驱动下桥臂功率器件。
Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｗｅｌｄｉｎｇ Ｍａｃｈｉｎｅ
Ｖｏｌ．３７ Ｎｏ．１１ Ｎｏｖ．２００７
一种用于 ＩＧＢＴ 模块的新型半桥 驱动电路
王富洲， 张海南
（西北工业大学 机电学院， 陕西 西安 ７１００７２） 摘要： 介绍了一种高性能、高压集成新型半桥 ＩＧＢＴ 驱动电路。该驱动模块内部集成两路独立驱动和独
目前， 国内外推出了针对 ＩＧＢＴ 的多种驱动模 块， 如富士公司的 ＥＸＢ８４１、ＥＸＢ８５０ 系列、三菱公司 的 Ｍ５７９５７～Ｍ５７９６３ 系 列 、惠 普 公 司 的 ＨＣＰＬ３１６Ｊ、
收稿日期： ２００７－ ０６－ １６ 基金项目： 西北工业大学研究生创 业 种 子 基 金 资助项目（Ｚ２
便携式逆变电源的总体控制逻辑框图如图 ３ 所示， 主要由晶闸管整流模块单元、核心控制模块 单元、ＩＧＢＴ 驱动保护模 块 单 元 和 逆 变 输 出 单 元 组 成。其中， ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２ 由 Ｕ３０１（ＩＲ２２１４１）驱动， ＩＧＢＴ１
2路电机驱动模块的基本结构
2路电机驱动模块的基本结构
2路电机驱动模块的基本结构主要包括：H 桥驱动电路、保护电路、上下拉电阻、MOS 管驱动芯片等。
H 桥驱动电路是电机驱动模块的核心，用于驱动转向电机和前进后退电机。
它可以实现电机的正反转控制，以及输出电流的大小控制。
保护电路是一种内置的过热保护电路，用于防止模块过热。
当负载电流超过电路的最大持续电流时，封装内部芯片的结温将会迅速升高。
一旦超过设定值，内部电路将立即关断输出功率管，切断负载电流，避免温度持续升高造成塑料封装冒烟、起火等安全隐患。
内置的温度迟滞电路，可确保电路恢复到安全温度后，才允许重新对电路进行控制。
上下拉电阻用于提高模块的抗干扰能力。
MOS 管驱动芯片用于接收单片机的控制信号，并将其转换为适合MOS 管的驱动信号。
这些基本结构协同工作，使得2路电机驱动模块能够提供高效、可靠的电机驱动控制。
半桥驱动电路工作原理及作用
半桥驱动电路工作原理及作用
半桥驱动电路是一种电子电路，主要用于驱动半桥电路或全桥电路中的一半或全部的开关器件。
这种电路可以控制开关器件的开启和关闭，从而实现对电路中电流和电压的控制。
一、工作原理
半桥驱动电路主要由电源、驱动器、开关器件和负载等组成。
它通过调节开关器件的导通和关断时间，来控制电路中的电流和电压。
在半桥驱动电路中，开关器件一般采用MOSFET或IGBT等半导体器件。
当驱动器接收到一个控制信号时，它会根据信号的逻辑电平来控制开关器件的导通和关断。
当开关器件导通时，电流会从电源通过开关器件流向负载；当开关器件关断时，电流会停止流动。
这样，半桥驱动电路就可以实现对电路中电流和电压的控制。
二、作用
半桥驱动电路的作用主要有以下几点：
1. 驱动开关器件：半桥驱动电路可以驱动半桥或全桥电路中的开关器件，从而实现对电路中电流和电压的控制。
2. 调节电流和电压：半桥驱动电路可以通过调节开关器件的导通和关断时间，来控制电路中的电流和电压。
这样可以实现电流和电压的精确控制，适用于各种不同的应用场景。
3. 保护开关器件：半桥驱动电路可以对开关器件进行保护，防止其在过载、短路等异常情况下损坏。
这样可以提高电路的可靠性和稳定性。
4. 提高电路效率：半桥驱动电路可以减小开关器件的功耗，从而提高电路的效率。
这样可以实现节能减排的效果，具有很高的应用价值。
半桥驱动电路是一种重要的电子电路，它可以实现对电路中电流和电压的精确控制，适用于各种不同的应用场景。
同时，它还可以对开关器件进行保护，提高电路的可靠性和稳定性。
半桥电路的工作原理及应用
半桥电路的工作原理及应用半桥电路概念的引入及其工作原理半桥电路的基本拓扑：电容器C1和C2与开关管Q1、Q2组成桥，桥的对角线接变压器T1的原边绕组，故称半桥变换器。
如果此时C1=C2，那么当某一开关管导通时，绕组上的电压只有电源电压的一半。
一、半桥电路概念的引入及其工作原理电路的工作过程大致如下：A、Q1开通，Q2关断，此时变压器两端所加的电压为母线电压的一半，同时能量由原边向副边传递。
B、Q1关断，Q2关断，此时变压器副边两个绕组由于整流二极管两个管子同时续流而处于短路状态，原边绕组也相当于短路状态。
C、Q1关断，Q2开通。
此时变压器两端所加的电压也基本上是母线电压的一半，同时能量由原边向副边传递。
副边两个二极管完成换流。
二、半桥电路中应该注意的几点问题偏磁问题：原因：由于两个电容连接点A的电位是随Q1、Q2导通情况而浮动的，所以能够自动的平衡每个晶体管开关的伏秒值，当浮动不满足要求时，假设Q1、Q2具有不同的开关特性，即在相同的基极脉冲宽度t=t1下，Q1关断较慢，Q2关断较快，则对B点的电压就会有影响，就会有有灰色面积中A1、A2（下页）的不平衡伏秒值，原因就是Q1关断延迟，如果要这种不平衡的波形驱动变压器，将会发生偏磁现象，致使铁心饱和并产生过大的晶体管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使晶体管失控，甚至烧毁。
解决办法：在变压器原边线圈中加一个串联电容C3，则与不平衡的伏秒值成正比的直流偏压将被次电容滤掉，这样在晶体管导通期间，就会平衡电压的伏秒值，达到消除偏磁的目的。
用作桥臂的两个电容选用问题：从半桥电路结构上看，选用桥臂上的两个电容C1、C2时需要考虑电容的均压问题，尽量选用C1=C2的电容，那么当某一开关管导通时，绕组上的电压只有电源电压的一半，达到均压效果，一般情况下，还要在两个电容两端各并联一个电阻（原理图中的R1和R2）并且R1=R2进一步满足要求，此时在选择阻值和功率时需要注意降额。
半桥驱动用法
半桥驱动用法
半桥驱动电路是一种常见的电子电路，通常用于驱动电机或其他感性负载。
在半桥驱动电路中，通常有两个开关管，一个上桥臂和一个下桥臂。
通过控制这两个开关管的通断，可以控制电流的流动，进而控制电机的运转。
以下是一些使用半桥驱动电路的步骤：
1. 选择适当的自举电容：确保在应用中有足够的自举电压，以便正常驱动电机。
2. 选择合适的驱动电阻：电阻过大会增加MOSFET的开关损耗，电阻过小
会引起相线振铃和相线负压，对系统和驱动IC造成不良影响。
3. 在芯片电源处使用去耦电容：以滤除高频噪声，保证电路的稳定性。
4. 注意线路的布线：尽量减小驱动回路和主回路中的寄生电感，使di/dt对系统的影响降到最小。
5. 选择适合应用的驱动IC：不同IC的耐压及驱动电流等诸多参数都不一样，所以应根据实际应用选择合适的驱动IC。
6. 调节PWM占空比：通过调节PWM占空比的方式实现电机无级调速。
7. 抑制相线振铃：选择具有较小Qrr和具有较软恢复特性的MOSFET作为
续流管。
8. 最小化相线负压：通过减缓上桥关断的速度从而减小回路中的di/dt或减小主回路寄生电感的方式来实现。
以上步骤仅供参考，建议咨询专业人士获取准确信息。
半桥驱动电路工作原理
半桥驱动电路工作原理半桥驱动电路是一种常用的电力电子器件，用于控制直流电源通过电力开关器件（如MOSFET、IGBT等）驱动三相交流电动机。
它的主要原理是利用相间的开关控制，实现对交流电源两个沟通点的控制。
其工作原理可以分为无换相模式和换相模式两种情况。
1.无换相模式：在无换相模式下，半桥驱动电路可以理解为两个互补开关的串联电阻和直流电源。
其中，两个互补开关分别控制电源的正、负极性，电源两端通过电阻连接到交流电动机的两个沟通点。
当一个开关为导通状态时，另一个开关就是断开状态；当一个开关为断开状态时，另一个开关就是导通状态。
通过不断变换两个互补开关的导通状态，可以实现对电动机两个沟通点之间的电流方向的反转。
在这种模式下，半桥驱动电路的工作原理如下：-当开关1（S1）导通时，电源正极的电流通过S1和串联电阻流向电动机的一个沟通点。
-当开关2（S2）导通时，电源负极的电流通过串联电阻流向S2和电动机的另一个沟通点。
-当两个开关都断开时，电动机的两个沟通点被切断电流。
通过适时的控制开关1和开关2的导通状态，可以实现对电动机的正反转、减速、停止等操作。
2.换相模式：在换相模式下，半桥驱动电路可以实现电动机的正反转以及二极管反向电流的消除。
它通过交错导通两个互补开关，实现电流方向的切换。
在这种模式下，半桥驱动电路的工作原理如下：-当开关1（S1）导通时，电源正极的电流通过S1和电动机的一个沟通点。
-此时，由于开关2（S2）断开，电动机的另一个沟通点电势低于电源负极，所以二极管（D2）导通，使电源负极电压下的电流通过二极管D2流回电源。
-当开关2（S2）导通时，电源负极的电流通过S2和电动机的另一个沟通点。
-此时，由于开关1（S1）断开，电动机的一个沟通点电势低于电源正极，所以二极管（D1）导通，使电源正极电压下的电流通过二极管D1流回电源。
通过周期性地逆变两个互补开关的导通状态，可以实现电动机的正反转，并通过二极管使反相电流得到有效消除。
A3910双半桥电机驱动器说明书
DESCRIPTIONThe A3910 is a dual half bridge motor driver, designed for low cost, low voltage battery operated power applications. The outputs are rated for operation up to 500 mA.Direct control of high- and low-side drivers is implemented to allow either high-side or low-side PWM. The motor can be connected to either supply or GND. Using a MOS switch results in improved braking action for the motor, compared to implementation with simple clamp diode.The A3910 is supplied in a 2 mm × 2 mm 8-contact DFN package (EE) with exposed thermal pad. The package is lead (Pb) free, with 100% matte tin leadframe plating.FEATURES AND BENEFITS • Low R DS(on) outputs• Standby mode with zero current drain • Small 2 × 2 DFN package • Crossover Current protection • Thermal Shutdown protectionDual Half Bridge Motor DriverPACKAGE: 8-contact DFNwith Exposed Thermal Pad (suffix EE)Typical Application DiagramNot to scaleA3910A3910System Controller(A) Connection to Supply (B) Connection to GroundPin-out DiagramAbsolute Maximum Ratings*CharacteristicSymbol NotesRating Unit Supply VoltageV BB –0.3 to 5.5V Logic Input Voltage Range V IN –0.3 to 6V Output Current I OUT 500mA Output VoltageV OUT –0.3 to V BB + 1V Operating Ambient Temperature T A E temperature range–40 to 85ºC Maximum Junction Temperature T J (max)150ºC Storage TemperatureT stg–55 to 150ºCTerminal List TableNumberName Function1HIN1Logic input 2LIN1Logic input 3LIN2Logic input 4HIN2Logic input 5OUT2Motor terminal 6GND Ground 7VBB Input Supply 8OUT1Motor terminalThermal Characteristics may require derating at maximum conditions, see application informationCharacteristicSymbolTest Conditions*ValueUnitPackage Thermal ResistanceR θJAOn 4-layer PCB based on JEDEC standard 49ºC/W On 2-layer PCB based with 0.23 in.2 exposed copper each side92ºC/W*Additional thermal information available on the Allegro website.Selection GuidePart NumberPacking*PackageA3910EEETR-T3000 pieces per 7-in. reel8-contact DFNwith exposed thermal pad*Contact Allegro ™ for additional packing options.HIN1LIN1LIN2HIN2OUT1VBB GND OUT2PAD12348765Functional Block DiagramLogic TableHINx LINx OUTx Function Motor to SupplyFunction Motor to GND0 0 Hi-Z 1Coast (Sleep 2)Coast (Sleep 2)1 0 High Brake Drive 0 1 Low Drive Brake 11Hi-Z 1CoastCoast1Hi-Z is high impedance.2Sleep mode activated by all four inputs <100 mV.ELECTRICAL CHARACTERISTICS* Valid at T A = 25°C; unless otherwise specifiedCharacteristicSymbol Test ConditionsMin.Typ.Max.Unit VBB Supply Range V BB2.5 – 5.5 V VBB Supply CurrentI BBBoth bridges, PWM = 50 kHz–0.3 1 mA Sleep mode (HIN1 = HIN2 = LIN1 = LIN2 = 0 V) –<1 1 µA Output Driver On-ResistanceR DS(on)Source driver, I = 400 mA, V BB = 3 V– 1.1 1.4ΩSource driver, I = 400 mA, V BB = 5 V –0.8 1ΩSink driver, I = 400 mA, V BB = 3 V –0.5 0.65ΩSink driver, I = 400 mA, V BB = 5 V–0.4 0.52ΩInput Logic Low Level V IL ––0.5 V Input Logic High Level V IH V BB / 2 ––V Input Hysteresis V HYS50150 300mV Logic Input CurrentI IN V IN = 3.3 V (Pulldown = 100 kΩ) –33 50 µA Thermal Shutdown Temperature T JTSD Temperature increasing –165 –°C Thermal Shutdown HysteresisΔT JRecovery = T JTSD – ΔT J–15–°C*Specified limits are tested at a single temperature and assured over operating temperature range by design and characterization.Characteristic PerformancePackage EE, 8-Contact DFN with Exposed Thermal PadA DCBFor Reference Only–Not for Tooling Use(Reference DWG-0000369)NOT TO SCALEAll dimensions nominal unless otherwise stated–Dimensions in millimetersExact case and lead configuration at supplier discretion within limits shownTerminal #1 mark areaExposed thermal pad (reference onl y, terminal #1 identifier appearance at supplierdiscretion)Reference land pattern layout (reference IPC7351 SON50P200X200X100-9M);All pads a minimumof 0.20 mm from all adjacent pads; adjust as necessary to meet application process requirementsand PCB layout tolerances; when mounting on a multilayer PCB, thermal vias at the exposed thermalpad land can improve thermal dissipation (reference EIA/JEDEC Standard JESD51-5)Coplanarity includes exposed thermal pad and terminalsRevision HistoryNumberDate Description1July 23, 2013Update Selection Guide 2April 10, 2019Minor editorial updates3April 30, 2021Updated Package Outline Drawing (page 6)For the latest version of this document, visit our website:Copyright 2021, Allegro MicroSystems.Allegro MicroSystems reserves the right to make, from time to time, such departures from the detail specifications as may be required to permit improvements in the performance, reliability, or manufacturability of its products. 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双向半桥电路分析及仿真
结束语
谢谢大家聆听！！！
14
（4）MOS管的电流和电压波形：
• 从上图可以看出当开关元件导通时，MOS管两端的电压 降约为零，电感电流流过MOS管，因此，流过MOS管的 电流也以恒定的斜率上升;当开关元件关断时，MOS管两 端承受的电压为输出电压，电感电流流过续流二极管，因 此，流过MOS管的电流为零。
• 反向工作时的闭环仿真图如图5所示：
• 二 降压工作模式
• 在这种模式 下，功率开关M2以恒定的开关频率，采用 PWM的方式工作，M1截止。这种模式下的工作电路如图 3所示：
L
L
Ui
iL
C1
C2 U0 Ui
iL C1
C2 U0
D2
•
图3a
图3b
• 当M2导通时，如图3a所示，输出电压U0加到二极管D2和 电感L、输入电容C1上，故二极管D2截止。当M2关断时， 如图3b所示，电感电流iL通过二极管D2续流，电感L的储 能向电池组转移。
二 双向半桥电路的仿真
• 正向工作时，闭环仿真图形如图4所示：
•
图4
• 仿真波形如下所示： • (1)得到的MOS管驱动信号波形:
• （2）输出电流和电压波形： ：
• （3）电感电流和电压波形：
• 从上图中可以看出当开关元件导通时，电感承受150V的 正向输入电源电压，电感电流以恒定的斜率上升;当开关 元件关断时，电感承受输出电压与输入电压的差为150V 的反向电压，电感电流以恒定的斜率下降。
双向半桥电路分析及仿真
• 当电池组向电动机供电时，双向DC/DC变换器成为 Boost变换器，将电池组的电压升高以提供给逆变器 一个稳定的直流电压，并且降低了电动机的电流纹波; 当电动机处在再生制动状态时，双向DC/DC变换器 成为Buck变换器，将逆变器侧的直流电压降压以对 电池组安全充电。
高电压电路芯（600V）双半桥驱动器说明书
1/17L6598June 2004 1FEATURES■HIGH VOLTAGE RAIL UP TO 600V ■dV/dt IMMUNITY ±50V/ns IN FULL TEMPERATURE RANGE■DRIVER CURRENT CAPABILITY:250mA SOURCE 450mA SINK■SWITCHING TIMES 80/40ns RISE/FALL WITH 1nF LOAD■CMOS SHUT DOWN INPUT ■UNDER VOLTAGE LOCK OUT■SOFT START FREQUENCY SHIFTING TIMING■SENSE OP AMP FOR CLOSED LOOP CONTROL OR PROTECTION FEATURES ■HIGH ACCURACY CURRENT CONTROLLED OSCILLATOR■INTEGRATED BOOTSTRAP DIODE ■CLAMPING ON Vs■SO16, DIP16 PACKAGES2DESCRIPTIONThe device is manufactured with the BCD OFF LINE technology, able to ensure voltage ratings up to 600V, making it perfectly suited for AC/DC Adapters and wherever a Resonant Topology can be benefi-cial. The device is intended to drive two Power MOS,in the classical Half Bridge Topology. A dedicated Timing Section allows the designer to set Soft Start Time, Soft Start and Minimum Frequency. An Error Amplifier, together with the two Enable inputs, are made available. In addition, the integrated Bootstrap Diode and the Zener Clamping on low voltage sup-ply, reduces to a minimum the external parts needed in the applications.HIGH VOLTAGE RESONANT CONTROLLERTable 1. Order CodesPart NumberPackage L6598DIP-16L6598D SO-16N L6598D013TRTape & ReelL6598Table 2. Thermal DataSymbol Parameter SO16N DIP16Unit R th j-amb Thermal Resistance Junction to Ambient12080°C/WTable 3. Pin Function Function1C SS Soft Start Timing Capacitor2R fstart Soft Start Frequency Setting - Low Impedance Voltage Source - See also C f3C f Oscillator Frequency Setting - see also R fmin, R fstart4R fmin Minimum Oscillation Frequency Setting - Low Impedance Voltage Source - See also C f5OP out Sense OP AMP Output - Low Impedance6OP on-Sense Op Amp Inverting Input - High Impedance7OP on+Sense Op Amp Non Inverting Input - High Impedance8EN1Half Bridge Latched Enable9EN2Half Bridge Unlatched Enable10GND Ground11LVG Low Side Driver Output12V s Supply Volatge with Internal Zener Clamp13N.C.Not Connected14OUT High Side Driver Reference15HVG High Side Driver Output16V boot Bootstrapped Supply Voltage2/17L6598Table 4. Absolute Maximum RatingsSymbol Parameter Value UnitI S Supply Current at V cl (*)25 mAV LVG Low Side Output14.6V V OUT High Side Reference-1 to V BOOT -18V V HVG High Side Output-1 to V BOOT V V BOOT Floating Supply Voltage618VdV BOOT/dt VBOOT pin Slew Rate (repetitive)±50V/ns dV OUT/dt OUT pin Slew Rate (repetitive)±50V/ns V ir Forced Input Voltage (pins Rfmin, Rfstart)-0.3 to 5V V ic Forced Input Volatge (pins Css, Cf)-0.3 to 5VV EN1, V EN2Enable Input Voltage-0.3 to 5VI EN1, I EN2Enable Input Current±3mAV opc Sense Op Amp Common Mode Range-0.3 to 5V V opd Sense Op Amp Differential Mode Range-5 to 5V V opo Sense Op Amp Output Voltage (forced) 4.6V T stg Storage Temperature-40 to +150°C T j Junction Temperature-40 to +150°C T amb Ambient T emperature-40 to +125°C (*) The device is provided of an internal Clamping Zener between GND and the Vs pin, It must not be supplied by a low impedance voltage source.Note : ESD immunity for pins 14, 15 and 16 is guaranteed up to 900 (Human Body Model).Table 5. Recommended Operating ConditionsSymbol Parameter Value Unit V S Supply Voltage10 to V cl V V out (*)High Side Reference-1 to Vboot-V cl V V boot (*)Floating Supply Rail500Vf max Maximum Switching Frequency400kHz (*) If the condition Vboot - Vout < 18 is guaranteed, Vout can range from -3 to 580V.3/17L65984/17Table 6. Electrical Characteristcs(V S = 12V; V BOOT - V OUT = 12V; T amb = 25°C)Symbol Pin ParameterTest ConditionMin. Typ.Max.Unit SUPPLY VOLTAGEV suvp 12V S Turn On Threshold 1010.711.4V V suvn V S Turn Off Threshold 7.388.7V V suvh Supply Voltage Under Voltage hysteresis2.7V V cl Supply Voltage Clamping 14.615.616.6V I su Start Up CurrentV s < V suvn 250µA I qQuiescent Current, fout = 60kHz, no load V s > V suvp23mAHIGH VOLTAGE SECTION I bootleak 16BOOT pin Leakage Current V BOOT = 580V 5µA I outleak 14OUT pin Leakage Current V OUT = 562V5µA R don 16Bootstrap Driver On Resistance100150300ΩHIGH/LOW SIDE DRIVERSI hvgso 15High Side Driver Source Current V HVG -V OUT = 0170250mA I hvgsi High Side Driver Sink Current V HVG -V BOOT = 0300450mA I lvgso 11Low Side Driver Source Current V LVG-GND = 0170250mA I lvgsi Low Side Driver Sink Current V LVG - VS = 0300450mA t rise 15,11Low/High Side Output Rise TimeC load = 1nF 80120ns t fallC load = 1nF4080nsOSCILLATOR DC 14Output Duty Cycle485052%f min Minimum Output Oscillation FrequencyC f = 470pF; R fmin = 50k 58.26061.8kHz f start Soft Start Output Oscillation FrequencyC f = 470pF; R fmin = 50k; R fstart = 47k114120126kHz V ref 2, 4Voltage to Current Converters Threshold1.922.1V t d14Dead Time between Low and High Side Conduction 0.20.270.35µsTIMING SECTION k ss 1Soft Start Timing constant C ss = 330nF0.1150.150.185s/µF SENSE OP AMPl IB 6, 7Input Bias Current 0.1µA V io Input Offset Voltage -1010mV R out 5Output Resistance 200300ΩI out-Source Output Current V out = 4.5V 1mA I out+Sink Output Current V out = 0.2V1mA V ic6,7OP AMP input common mode range-0.23V5/17L6598(*) Guaranted by designGBW Sense Op Amp Gain Band Width Product (*)0.51MHz G dcDC Open Loop Gain6080dBCOMPARATORS V the18Enabling Comparator Threshold 0.560.60.64V V the29Enabling Comparator Threshold 1.051.21.35V t pulse8,9Minimum Pulse lenght200nsTable 6. Electrical Characteristcs (continued)(V S = 12V; V BOOT - V OUT = 12V; T amb = 25°C)Symbol PinParameterTest ConditionMin. Typ.Max.UnitL65983BLOCK’S DIAGRAM DESCRIPTION3.1High/Low Side driving sectionAn High and Low Side driving Section provide the proper driving to the external Power MOS or IGBT. An high sink/source driving current (450/250 mA typ) ensure fast switching times also when size4 Power MOS are used. The internal logic ensures a minimum dead time to avoid cross-conduction of the power devices.3.2Timing and Oscillator SectionThe device is provided of a soft start function. It consists in a period of time, T SS, in which the switching frequen-cy shifts from f start to f min. This feature is explained in the following description (ref. fig.7 and fig.8).6/177/17L6598During the soft start time the current I SS charges the capacitor C SS , generating a voltage ramp which is delivered to a transconductance amplifier, as shown in fig. 7. Thus this voltage signal is converted in a growing current which is subtracted to I fstart . Therefore the current which drives the oscillator to set the frequency during the soft start is equal to:[1]where [2]At the start-up (t=0) the oscillator frequency is set by:[3]At the end of soft start (t = T SS ) the second term of eq.1 decreases to zero and the switching frequency is setonly by I min (i.e. R fmin ):[4]Since the second term of eq.1 is equal to zero, we have:[5]Note that there is not a fixed threshold of the voltage across C SS in which the soft start finishes (i.e. the end ofthe frequency shifting), and T SS depends on C SS , I fstart , g m , and I SS (eq. 5). Making T SS independent of I fstart ,the I SS current has been designed to be a fraction of I fstart , so:[6]In this way the soft start time depends only on the capacitor C SS . The typical value of the k SS constant (SoftStart Timing Constant) is 0.15 s/µF.The current I osc is fed to the oscillator as shown in fig. 7. It is twice mirrored (x4 and x8) generating the triangular wave on the oscillator capacitor C f . Referring to the internal structure of the oscillator (fig.7), a good relationship to compute an approximate value of the oscillator frequency in normal operation is:[7]The degree of approximation depends on the frequency value, but it remains very good in the range from 30kHz to 100kHz (figg.9-13)I osc I fmin I fstart g m V Css t ()–()+I fmin I fstart g m I ss C ss --------------t –+==I fmin V REF R fmin -------------I fsart ,V REFR fstart ----------------V REF,2V ===I osc 0()I fmin I fstart +V REF 1R fmin -------------1R fstart----------------+ ==I osc T ss ()I fmin V REFR fmin-------------==I fstart g m I ss C ss --------------T SS –0T SS →C ss I fstartg m I ss-----------------------==I SS I fstartK -------------T SS →C ss I fstart g m I fstart K -------------------------T SS →C ss g m K-----------T SS k SS C SS –→===f min 1.41R fmin C f--------------------=L65988/17L6598Figure 10. Typ. (fstart-fmin) vs. Rfstar @Figure 11. Typ. (fstart-fmin) vs. Rfstar @Figure 12. Typ. (fstart-fmin) vs. Rfstar @Figure 13. fmin @ different Rf vs Cf9/17L659810/173.3Bootstrap SectionThe supply of the high voltage section is obtained by means of a bootstrap circuitry. This solution normally re-quires an high voltage fast recovery diode for charging the bootstrap capacitor (fig. 14a). In the device a patent-ed integrated structure, replaces this external diode. It is realised by means of a high voltage DMOS, driven synchronously with the low side driver (LVG), with in series a diode, as shown in fig. 14b.To drive the synchronised DMOS it is necessary a voltage higher than the supply voltage Vs. This voltage is obtained by means of an internal charge pump (fig. 14b).The diode connected in series to the DMOS has been added to avoid undesirable turn on of it. The introduction of the diode prevents any current can flow from the V boot pin to the V S one in case that the supply is quickly turned off when the internal capacitor of the pump is not fully discharged.The bootstrap driver introduces a voltage drop during the recharging of the capacitor C boot (i.e. when the low side driver is on), which increases with the frequency and with the size of the external power MOS. It is the sum of the drop across the R DSON and of the diode threshold voltage. At low frequency this drop is very small and can be neglected. Anyway increasing the frequency it must be taken in to account. In fact the drop, reducing the amplitude of the driving signal, can significantly increase the R DSON of the external power MOS (and so the dissipation).To be considered that in resonant power supplies the current which flows in the power MOS decreases increas-ing the switching frequency and generally the increases of R DSON is not a problem because power dissipation is negligible. The following equation is useful to compute the drop on the bootstrap driver:[8]where Q g is the gate charge of the external power MOS, R dson is the on resistance of the bootstrap DMOS, andT charge is the time in which the bootstrap driver remains on (about the semiperiod of the switching frequency minus the dead time). The typical resistance value of the bootstrap DMOS is 150 Ohm. For example using a power MOS with a total gate charge of 30nC the drop on the bootstrap driver is about 3V, at a switching fre-quency of 200kHz. In fact:To summarise, if a significant drop on the bootstrap driver (at high switching frequency when large power MOS are used) represents a problem, an external diode can be used, avoiding the drop on the R DSON of the DMOS.V drop I ch e arg R dson V diode V drop →+Qg T ch earg -------------------R dson V diode +==V drop 30nC2.23µs------------------150Ω0.6V~2.6V+=3.4OP AMP SectionThe integrated OP AMP is designed to offer Low Output Impedance, wide band, High input Impedance and wide Common Mode Range. It can be readily used to implement protection features or a closed loop control. For this purpose the OP AMP Output can be properly connected to R fmin pin to adjust the oscillation frequency.3.5ComparatorsTwo CMOS comparators are available to perform protection schemes. Short pulses (>= 200ns) on Comparators Input are recognised. The EN1 input (active High), has a threshold of 0.6V (typical value) forces the device in a latched shut down state (e.g. LVG Low, HVG low, Oscillator stopped), as in the Under Voltage Conditions. Nor-mal Operating conditions are resumed after a power-off power-on sequence. The EN2 input (active high), with a threshold of 1.2V (typical value) restarts a Soft Start sequence (see Timing Diagrams). In addition the EN2 Comparator, when activated, removes a latched shutdown caused by EN1.Figure 22. HVG Source and Sink Current vs.Figure 23. LVG Source and Sink Current vs.Figure 24. Soft Start Timing Constant vs.Figure 28. Revision HistoryDate Revision Description of Changes June 20045Changed the impagination following the new release of “CorporateTechnical Pubblication Design Guide”.Done a few of corrections in the text.Information furnished is believed to be accurate and reliable. However, STMicroelectronics assumes no responsibility for the consequences of use of such information nor for any infringement of patents or other rights of third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of STMicroelectronics. Specifications mentioned in this publication are subject to change without notice. This publication supersedes and replaces all information previously supplied. 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全桥和半桥电路对驱动电路有什么要求？
全桥和半桥电路对驱动电路有什么要求？全桥和半桥电路是常见的逆变器拓扑结构，它们在驱动电路方面有一些不同的要求：全桥电路的驱动电路要求：1.高侧开关驱动：对于全桥电路的高侧开关，由于其电源电压与负载电压之间通常存在较大的电压差，驱动电路需要具备足够的电压驱动能力。
通常会采用高侧驱动电路来增加驱动电压或使用隔离驱动电路以隔离高侧开关和低侧开关的电位差。
2.低侧开关驱动：对于全桥电路的低侧开关，其电源电压与负载电压相当接近，因此低侧驱动电路的要求相对较低。
通常可以使用普通的驱动电路，如MOSFET 驱动器或门级驱动器。
3.开关速度匹配：由于全桥电路中的开关需要在正确的时序中进行导通和关断操作，驱动电路需要确保开关的开启时间和关闭时间相匹配，以避免开关冲突和功率损失。
半桥电路的驱动电路要求：1.高侧开关驱动：在半桥电路中，高侧开关承担着更高的电压压力和功率，驱动电路应能够提供足够的电压驱动能力，以确保高侧开关的可靠和准确的控制。
通常采用隔离驱动电路或利用驱动变压器来实现高侧开关的驱动。
2.低侧开关驱动：低侧开关的驱动电路要求较为相对较低，因为其电压通常较小。
常见的驱动电路，如MOSFET 驱动器或门级驱动器，可满足低侧开关的驱动需求。
3.协调控制：驱动电路应能够提供协调的控制信号，确保高侧开关和低侧开关在正确的时序中进行导通和关断操作，以避免开关冲突和功率损失。
通常，需要采用延时控制器或者相位锁定循环控制器来确保高侧和低侧开关的控制一致性。
无论是全桥电路还是半桥电路，驱动电路应具备足够的抗噪性能和响应速度，以确保开关的准确和可靠的操作。
此外，需要根据开关器件的特性和系统的需求选择合适的驱动器和电源设计。