功率因数校正问题

关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论

陈传虞

摘要

本文分析电子镇流器的功率因数校正问题,着重讨论了有源功率因数校正的三种模式(峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续导通模式）的工作原理，它们的优缺点及适用场合等。

关键词：无源功率因数校正有源功率因数校正峰值电流控制固定开通时间频率钳定前(后）沿调制断续导通、临界导通、连续导通模式过渡模式

前言

在电子镇流器中通常采用图1a所示的输入电路，由于电解电容器C O的容量很大，工作时储存电荷很多，只有输入电压超过电容上的电压时，才有输入电流，所以电流波形严重失真，仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲(如图1b)。这样一来，电路的功率因数变得很低，约为0.5左右,输入电流谐波含量十分丰富。而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2，对25W以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求，现有的许多电路根本无法满足这个要求。

图1 镇流器的输入电路

为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正（PFC Power factor correction)技术来提高它的功率因数。大致说来，功率因数校正有两种方案：无源功率因数校正（Passive PFC)和有源功率因数校正(Active PFC) ，前者已有很多资料介绍，不是本文讨论的重点，我们主要分析有源功率因数校正的三种模式，它们的工作原理、优缺点及适用场合等。

一．无源功率因数校正的原理及常用电路

无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间，使电源电流的波形接近电压的正弦波形，减少它的失真。最初采用的方案是逐流电路。

图2 无源功率因数校正电路

它用图2(a)的电路代替图1的电容C O，电源通过VD3对电容C1、C2充电到输入电压峰值，每个电容电压最多为输入电压峰值之半。这样，电容可在120˚范围内充电，输入电流的时间被拉长，电流为零（死区）的时间只占33.3%。功率因数可提高到0.9左右，但电容上的电压起伏很大，谐波含量很高，仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量（2次到39次谐波）限值的要求，且灯管电流波峰系数很大，灯功率起伏很大，对人的视力及灯管寿命都不利。

对逐流电路的改进是采用双泵电路，用图2（b）电路来代替图2(a)的电路，它在前者的基础上增加C3、C4，将高频信号进行反馈，减少了电容上直流电压的起伏，进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数，各项指标均有所提高，但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。如在图2（b）电路的基础上再采取一些改进和补救措施，便可以达到标准的要求，图3就是这样一种改进了的双泵电路，目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它，并且通过了3C认证。

图3 一种改进了的双泵电路

对双泵电路的改进还有其它的形式，只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数（输入端的EMI滤波电路对THD、PF的影响很大），就能满足标准中关于谐波限值的要求。另有

图4 高频泵电路

一种高频泵电路，在一些电子镇流器电路中也有采用。其具体形式如图4，对这个电路只要适当调整C4、C8反馈电容值，合理选择滤波电感L O、L1、L2的参数，也能满足关于谐波限值的要求，通过3C认证。它的性能在调整好参数的情况下，比图3电路要好。只是电路中损耗较大，对反馈电容C4、C8、滤波电路及电解电容器的要求较高，是其不足之处。无源功率因数校正的电路还有一些其它形式，因为不是本文的重点，又受篇幅限制，故从略。

二。有源功率因数校正的基本原理

有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明，它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC，由它控制MOS管VT1的开通与关断，使输入电流变成一连串的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。电路的具体的工作情况如下：

图5 APFC工作原理示意图

（1）当开关管VT1导通时

在APFC控制器输出高电平（正方波）信号的控制下使VT1导通时，图5变成如图6所示的等效电路形式。开关管VT1导通，相当于开关S1接通，此时二极管因受输出直流电压V O的反偏而截止，相当于S2断开。整流后在电容C1上得到的是一个单向的正弦电压（电容C1的容量不能太大），将在电感L中产生电流。考虑到开关管的开关频率很高，一般都超过25kH Z以上，因此在开关的半个周期的短时间内，输入电压u I可近似看作不变，电感电流上升的速率di/dt为常数（Ldi/dt=u I），电感电流直线上升，电感中储存的磁能Li L2/2也随电流的增加而增加。

图6，MOS管导通时的等效电路

当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值I LP时，APFC控制器便输出低电平的开关信号，使开关管VT1截止，电流i L停止上升。考虑到电流是直线上升的，有

LΔi/Δt=u I,

以Δi=I LP，Δt=ton分别表示三角波的上升幅度和上升时间（参看图7），

则有I LP=u I ton/L

可见当ton为固定值，则三角波的幅度I LP反映了该时刻输入电压u I的变化。

（2）开关管VT1截止时

图5电路可简化为图7形式。

图7 开关管截止时等效电路

由于电感电流i L不能突变，只能由原来的数值I LP线性下降。电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器C O充电，电容上面的电压显然比输入电压高。因此这种电路称为升压式APFC电路。在开关管截止时，电感电流下降，并且按线性规律直线下降（Ldi/dt=V O-u I，在u I近似不变的条件下，也是常数）。一旦控制器检测到电感电流下降到零时，它又输出控制信号，使开关管再一次导通，开始下一个开关周期。

在上述控制下，输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波，只要三角波的峰值I LP，能够跟随并反映出输入电压的变化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦规律变化，使功率因数接近于1。图8是电感电流或输入电流在APFC控制器控制下，电流变化的示意波形。

图8 APFC电路中输入电流或电感电流的示意

可见，在APFC控制器控制下，电感电流由零上升到一定数值（与该时刻的输入电压瞬时值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而复始，电流不存在为零的死区时间，因此称之为临界导通模式（Critical conduction mode CrCM).，它是界于连续导通与断续导通之间的临界形式或过渡形式，因此，有的文献又称它为过渡模式（TM）或边界导通模式（BCM）。

要使功率因数接近于1，控制器要控制两个时间点：电流到零的时间点和电流到达峰值的时间点。对前者的控制，在各种IC控制器中采取相同的控制原理和手段，采用图9所示电路。图中升压电感的副绕组，通过电阻接到IC的零电流检测端(ZCD)，一旦电感电流下降到零，电感的感应电动势改变极性，大约为-1.8V，利用这一特点，由零电流检测比较器输出高电平信号到RS触发器的S端，让RS触发器翻转，PFC控制器的驱动输出OUT变为高电平，正的开关信号将使外接MOS管开通。流过电感的电流再次由零线性上升。