(精选)双管反激

引言
电路拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，具有输出多路负载自动均衡等优点，广泛用于多路输出机内电源之中。

但在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。

当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。

因此在很多情况下，必需在功率管两端加吸收电路，开关管的电压应力大。

变换电路，在功率管关断时，变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位，所以功率管的电压应力和输入电压相等。

可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

下面分析此种电路。

二电路分析
在稳态条件下。

假设(1)所有开关器件都理想的；(2)Lr远小于Lm；(3)电路工作CCM模式，电路图如图(2-1)。

工作原理描述如下；
1.开关模式1[t0－t1]
t0时刻开通S1和S2, 输入直流电压Uin作用Lr和Lm上，漏感电流iLr线
图（2—1）
性上升，D1和D2已关断，
(2—1)
在t1时刻关断S1和S2, 此时漏感电流iLr为
(2—2)
管D1和D2承受反压为Uin.,副边整流二极管D3承受反压为U0+(N2/N1)Uin,变压器副边电流为零，滤波电容向负载供电。

2. 开关模式2[t1－t2]
刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，所以原边续流管D1和D2导通钳位使S1和S2承受反压为Uin，同时由于磁通连贯原理，漏感电流iLr也导致副边电流iL2的缓慢形成，使副边整流二极管D3导通。

原边电流iLr线性下降为
在t2时刻原边电流iLr=0,
(2—5)
此段时间内原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降波型完全相同.
3. 开关模式3[t2－t3]
刻原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0, iL2达到最大。

此后iL2线性下为降(L2为变压器副边电感值)，
(2-6)
在t3时刻
(2—7)
原边续流管D1和D2承受反压为
,S1和S2承受反压。

4. 开关模式4[t3－t4]
刻开通S1和S2, 输入电压Uin 直接作用Lr和Lm上，漏感电
流iLr从0开始线性上升,
(2—8)
整流管D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，侧iL2 (t) 以更大的斜率线性下降为漏感电流减iLr 减去励磁电感Lm上电流。

(2—9)
(2—10)
在t4时刻原边续流管D1和D2反压由
上升到Uin, iLr(t)上升到励磁电流iLm, iL2 (t)=0, 副边整流二极管D3反偏，开始新的PWM周期。

图（2—2）
析可知,双管反激变换器具有以下优点：
（1）续流二极管将漏感能量回馈给电源，
（2）有效抑制关断电压尖峰,使开关管电压应力为输入电压，
（3）不需要额外的吸收电路。

三控制系统结构
采用峰值电流模式，由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]： (1) 具有良好的线性调整率，反应速度快；(2) 消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统将为一阶系统，稳定性好；(3)固有逐个脉冲电流限制,简化过载保护和短路保护。

原理如图（3—1）所示。

电流型也有缺点，在占空比大于50%时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。

本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比小于50%。

图（3—1）峰值电流模式控制原理
四实验结果
上分析结果,设计了一台机内稳压电源。

输入360～450V；输出：+15V(1A)，-15V(0.2A)，+25V(0.2A)三路,+25V(0.4A);工作频率为100KHz，最大占空比DMAX=0.45；功率45W。

变压器用铁氧体R2KBD，罐型GU30，按反激变压器设计原则设计[1]。

主要波型如下所示：
以看出功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。

可见双管反激拓扑在高压输入场合有其独特优越性。

图d中, 原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。

五结论
和实验结果一致性，表明双管反激变换器特别适用于高压输入场合，减少元件的电压硬力，为功率管选取和保护功率管创造有利条件，同时有助于增加系统可靠性。

因此在高压输入的中﹑小功率场合应有广泛应用。