直流双闭环有环流可逆调速系统设计

直流双闭环有环流可逆调速系统设计1 配合控制有环流可逆调速系统环流问题及主电路设计在V-M 可逆直流调速系统中，必然会存在着环流的问题，而环流又分为动态环流和静态环流，在本课程设计中，仅考虑静态环流，对动态环流不做究论。

动态环流仅在可逆 V —M 系统处于过渡过程中可能出现[1]。

静态环流有分为直流平均环流和瞬时脉动环流。

现在将对这两种环流进行讨论。

采用两组晶闸管整流装置反并联的可逆V-M 系统解决了电动机的正、反转运行和回馈制动问题，但是，两组装置同时工作时，便会产生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流通的短路电流，称作环流。

一般来说，这样的环流对系统无益，徒然加重晶闸管和变压器的负担，消耗功率，环流太大时会导致晶闸管损坏，因此必须予以抑制或消除。

如果让正组VF 和反组VR 都处于整流状态，两组的直流平均电压正、负相连，必然产生较大的直流平均环流。

为了防止产生直流平均环流，应该在正组处于整流状态、0d f U 为正时，强迫让反组处于逆变状态，使0d r U 为负，且幅值与0d f U 相等，使逆变电压0d r U 把整流电压0d f U 顶住，则直流平均环流为零。

于是，00d r d f U U =-。

由式：00max cos d f d f U U α=，00max cos d r d r U U α=由于两组晶闸管装置相同，两组的最大输出电压0max d U 是一样的，因此，当直流平均环流为零时，应有cos cos r f αα=-或180αβ︒+=。

如果反组的触发延迟角用逆变角r β表示，则：f r αβ=。

由此可见，按照f r αβ=来控制就可以消除直流平均环流，这称做αβ=配合控制[2]。

为了更可靠的消除直流平均环流，可采用：f r αβ≥。

为了实现αβ=配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在90︒，即当控制电压0c U =时，使00090f r r αβα︒===，此时000d f d r U U ==，电动机处于停止状态。

增大控制电压c U 移相时，只要使两组触发装置的控制电压大小相等、符号相反就可以了，这样的触发控制电路如图1所示。

图1 αβ=配合控制电路GTF —正组触发装置 GTR —反组触发装置 AR —反号器但在采用αβ=配合控制以后，f r αβ=，使得00d r d f U U =-，消除了直流平均环流，但这只是就电压的平均值而言的，由于整流与逆变瞬时电压值上的差异，仍会出现瞬时电压00d f d r U U >-的情况，从而仍能产生瞬时的环流，这类因为瞬时电压差而产生的环流被称为瞬时脉动环流。

直流平均环流可以用αβ≥配合控制消除，而瞬时脉动环流却是自然存在的。

为了抑制瞬时脉动环流，可在环流回路中串入电抗器，称作环流电抗器，或称均衡电抗器。

而三相零式反并联可逆线路必须在正、反两个回路中各设一个环流电抗器，因为其中总有一个电抗器会因流过直流负载电流而饱和，失去限流作用。

同时在电枢回路中还有一个体积更大的平波电抗器，在流过较大的负载电流时，环流电抗器会饱和，而平波电抗器体积大，可以不饱和，从而发挥滤平电流波形的作用。

三相桥式αβ=配合控制的有环流可逆V —M 系统原理框图如图2所示，由于每一组又有两条并联的环流通道，总共要设置四个环流电抗器。

=配合控制的有环流可逆V—M系统原理框图2调速系统集成触发电路设计对三相桥式全控整流电路采用晶闸管触发，六个晶闸管需要依次轮流触发。

为了确保实现每个晶闸管的准确导通，可采用两种方法实现：一是提供宽度大于60°小于120°的宽脉冲，二是提供间隔60°的双窄脉冲。

前者需要触发电路输出较大的功率，进而使脉冲变压器功率也相应增大，所以很少采用，一般都采用双窄脉冲。

由分立元件组成的晶闸管电路的触发电路种类很多，有阻容移相桥触发电路、单结晶体管触发电路及同步信号为正弦波以及同步信号为锯齿波的触发电路等，这些电路都有自己的特点和适用范围。

相比较而言，同步信号为锯齿波的触发电路由于不受电网波动和波形畸变的影响，同时具有较宽的调节范围和较强的抗干扰能力，因而得到了广泛应用。

此电路的输出为双窄脉冲(也可为单窄脉冲)，适用于必须有两相的晶闸管同时导通才能形成通路的电路，例如本例中的晶闸管三相桥式全控电路。

如图3所示为同步信号为锯齿波的触发电路。

它由5 个基本环节组成：锯齿波形成与脉冲移相控制环节；同步检测环节；脉冲形成、放大和输出环节；双窄脉冲形成环节和强触发环节[3]。

图3 同步信号为锯齿波的触发电路VT5、VT6两个晶闸管构成一个“或”门电路，当两个晶闸管都导通时，VT7、VT8截变为正止，不会输出触发脉冲。

但不论哪个管子截止，都会使晶体管VT5集电极电压uC5电压，使得VT7、VT8管导通，从而输出触发脉冲。

所以只要用适当的信号来控制使VT5或VT6截止(前后间隔60° )，就可以产生符合要求的双窄脉冲。

对照图4，同时参看图3的X，Y 接线端，1 号触发器内由晶体管VT4向VT5的基极送出的负脉冲信号使VT5截止，VT7、VT8导通一次，对元件1 输出第一个触发窄脉冲。

经过60°后，2 号触发器同样对元件2 送出第一个窄脉冲，同时由该触发器中VT4管的集电极经的X 端送到与之相连的1号触发器的Y端，使1号触发器电路中电容C4微分，产生负脉冲送至VT6基极，使VT6截止，VT7、VT8又导通一次，从而由1 号触发器输出第二个窄脉冲，且第二个脉冲比第一个脉冲滞后60°。

以下重复这样的过程，循环反复，就会使得六个晶闸管都得到相隔60°的触发脉冲。

VD4、R17的作用是防止双脉冲信号互相干扰。

图43 配合控制有环流可逆调速系统调节器设计3.1 电流调节器设计双闭环直流调速系统动态结构图如图5所示。

图5 双闭环直流调速系统动态结构图（1）确定时间常数1）整流装置滞后时间常数S T 。

主电路为三相桥式电路，平均失控时间S T =0.0017s 。

2）电流滤波时间常数oi T 。

三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms ，为了基本滤平波头，应有（1~2）oi T =3.33ms ，因此取oi T =2ms=0.002s 。

3) 电流环小时间常数之和i T ∑。

按小时间常数近似处理，取0.0037i S oi T T T s ∑=+=（2）选择电流调节器结构根据设计要求5%i σ≤，并保证稳态电流无差，可按典型I 型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器，其传递函数式为：()()1i i ACR i K s W s sττ+=。

检查对电源电压的抗扰性能：0.038.110.0037l i T T ∑≈≈，这时的各项指标都是可以接受的。

（3）计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：0.03i l T s τ==。

电流环开环增益：要求5%i σ≤时，应取0.5I i K T ∑=，因此 10.5135.1I i K s T -∑=≈ 于是，ACR 的比例系数为135.10.030.51.013400.05I i i s K R K K τβ⨯⨯==≈⨯ （4）检验近似条件电流环截止频率：1135.1ci I K s ω-==1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件1111196.1330.0017ci S s s T ω--=≈>⨯ 满足近似条件 2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件113402ci .8s ω--=≈< 满足近似条件 3）校验电流环小时间常数近似处理条件111180.83ci s ω--≈> 满足近似条件 （5）计算调节器电阻和电容电流调节器原理图如图6所示。

按所用运算放大器取040R k =Ω，各电阻和电容值计算如下：0 1.0134040.52i i R K R k k ==⨯Ω=Ω 取40k Ω630.030.75100.754010i i i C F F uF R τ-===⨯=⨯ 取0.75uF 630440.0020.2100.24010oi oi T C F F uF R -⨯===⨯=⨯ 取0.2uF 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为4.3%5%i σ=< 满足设计要求图6 电流调节器原理图3.2 转速调节器设计（1）确定时间常数1）电流环等效时间常数1IK 。

由于已取0.5I i K T ∑=，则 1220.00370.0074i IT s s K ∑==⨯= 2）转速滤波时间常数on T 。

根据所用测速发电机纹波情况，取on T =0.01s 。

3）转速环小时间常数n T ∑。

按小时间常数近似处理，取10.00740.010.0174n on IT T s s s K ∑=+=+= （2）选择转速调节器结构按照设计要求，选用PI 调节器，其传递函数式为：()()1n n ASR n K s W s sττ+= （3）计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR 的超前时间常数为50.01740.087n n hT s s τ∑==⨯=此时可求得转速环开环增益22222216396.42250.0174N n h K s s h T --∑+==≈⨯⨯ 于是，可求得ASR 的比例系数为()160.050.1320.1811.72250.0070.50.0174e m n n h C T K h RT βα∑+⨯⨯⨯==≈⨯⨯⨯⨯ （4）检验近似条件计算转速环截止频率： 111396.40.08734.5Ncn N n K K s s ωτω--===⨯≈1）电流环传递函数简化条件1163.7cn s ω--=≈> 满足简化条件 2）转速环小时间常数近似处理条件1138.7cn s ω--=≈> 满足近似条件 （5）计算调节器电阻和电容转速调节器原理图如图7所示，取040R k =Ω，则011.740468n n R K R k k ==⨯Ω=Ω 取470k Ω630.0870.185100.18547010n n nC F F uF R τ-==≈⨯=⨯ 取0.2uF 630440.0111014010on on T C F F uF R -⨯==≈⨯=⨯ 取1uF （6）校核转速超调量 根据()max max 2b N n n b b m C n C n T z C n C n T σλ∑**⎛⎫⎛⎫∆∆∆∆==- ⎪ ⎪⎝⎭⎝⎭[4]，代入数据得转速超调量为1360.50.01740.132281.2% 1.5 6.38%10%19000.18n σ⨯=⨯⨯⨯⨯≈< 满足设计要求图74 配合控制有环流可逆调速系统反馈及其他电路设计4.1 转速及电流反馈环节设计转速反馈环节主要作用是将测速发电机输出的电压进行滤波，滤除交流分量并变换为能满足系统需要的与电动机转速成正比的电压作为系统的转速反馈信号，另外还备有转速的检测信号。