推挽电路中变压器偏磁机理及抑制方法的研究

摘要： 分析了推挽电路中变压器偏磁的机理，并给出了几种偏磁抑制方法，对比分析电压型 ＳＧ３５２５ 控制芯片、
电流型 ＵＣ３８４６ 控制芯片的优势和不足。通过实验分别将这两种芯片应用于功率为 １ｋＷ，开关频率为 ４０ｋＨｚ 的推挽
ＰＷＭ 变换器中，实验结果表明，采用偏磁抑制方法后，电路完全可以长期稳定可靠地运行。
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第 ４０ 卷第 ５ 期 ２００６ 年 １０ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４０， Ｎｏ．５ Ｏｃｔｏｂｅｒ， ２００６
内，ＶＭ１，ＶＭ２ 均承受电池电压。 由于正、负半周的电压波形对称，磁通在正负两
的峰值比次绕组反映到初级的电流小得多。可以接 受的最大的磁化电流不超过初级电流的 １０％。因为
更高的磁场强度，这样允许磁芯运行有较大的偏磁
而不至于饱和。在磁芯中加入气隙的影响如图 ５ 所
示。在设置气隙后，若允许将励磁电流之值增大为初
级绕组的电流幅值 Ｉｐ 的 ２０％￣３０％，则气隙的总长度
可计算为
Ｉｂ＝
１．２６Ｎ（ｐ ０．２￣０．３）Ｉｐ×１０－ Ｂｍ
３
；③增加初级绕
组的电阻。如果存在偏磁，初级一侧就有较大的伏秒
关键词： 变换器；变压器 ／ 电压型控制；电流型控制
中图分类号： ＴＭ４６
文献标识码： Ａ
文章编号： １０００－ １００Ｘ（２００６）０５－ ０１０１－ ０３
Ｒｅｓｅａｒ ｃｈ ｏｎ Ｔｒ ａｎｓｆｏｒ ｍｅｒ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂｉａｓ ａｎｄ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ ｉｎ Ｐｕｓｈ－Ｐｕｌｌ ＰＷＭ Ｃｏｎｖｅｒ ｔｅｒ
图 ２ 示出理想状态下，开关管 ＶＭ１，ＶＭ２ 的驱动 信号，漏－源电压和电流波形图。
定稿日期： ２００６－ ０１－ ０４ 作者简介： 张 伟（ １９７９－ ） ， 男， 山东新泰市人， 硬件工程
师， 研究方向为电力电子及开关电源。
图 １ 推挽电路原理图
图 ２ 主要参数波形
当 ＶＭ１ 开通时，图 １ 电路中的 Ａ 点电压 Ｕ（Ａ 即 图 ２ 中的 ｕｄｓＶＭ１）只是一个导通压降，在理想情况下 可假定 ＵＡ＝０，而此时由于在绕组中会产生一个感应 电压，并且根据变压器初级绕组的同名端关系，该感 应电压也会叠加到关断的 ＶＭ２ 管上，从而使得 ＶＭ２ 在关断时承受的电压是电池电压与感应电压之和， 其大小大约为两倍电池电压。由于绕组的作用，ＶＭ１ 的电流 ｉＶＭ１ 是缓慢上升的。在死区时间内，由于两个 管子均不导通，绕组中没有电流，所以在死区时间
然而，如果伏秒积在相应的半周期不相等，磁芯
化曲线向这一侧移动，由于流经这个管子的电流大， 的工作磁化曲线不再关于原点对称。因为磁场强度
管子就热一些，其导通压降使加在变压器初级的电 和磁化电流成比例，图 ３ｂ 为直流电流的偏置，使相
压快速降低，减少了伏秒积也就降低了流经管子的 应的电流脉冲在幅值上不等。只要直流偏置不促使
个方向变化，在一个管子导通时有正的增量，另一个 磁化电流比较小，加在负载电流的平台上时仅斜度
管子导通时有负的增量，理论上无直流磁化分量，故 稍有增加但不明显。而且如果伏秒积在相应的半周
磁通正负对称，励磁电流也正负对称。但在实际中， 期相等，峰值电流在相应的半周期也相等，如图 ３ａ
变压器偏磁与功率管的选择有关。即便功率管集电 所示，磁芯的工作磁化曲线关于原点对称。
全和不可接受的。 如图 ４ａ 所示，这是一个简单的检测偏磁程度的
测试方法。将一个二极管串联在初级变压器绕组的 一侧，这样在导通时有二极管的一侧比另一侧少 １Ｖ
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的电压，人为造成伏秒积不相等。这时测得的波形 为图 ３ｂ，或图 ３ｃ。没有二极管的一侧的电流有较大 的伏秒积和较大的峰值电流。如果测得的电流波形 如图 ３ｃ 所示，则电路处在危险的边沿。需指出，初级 磁化电流不向次级传送能量，它仅仅使磁芯的工作 磁化曲线沿磁滞回线。它遵循下面的公式：
积，也就有较大的峰值电流。较大的电流通过绕线电
阻产生较大的电压降从而减少了这一侧的伏秒积恢
复电流平衡。因此可在变压器初级绕组的两侧加电
阻，电阻可位于功率管的集电极或发射极，通常增加
的电阻小于 ０．２５Ω；④在 ＰＣＢ 的布线过程中尽可能
保证驱动的对称性。
图 ５ 在磁芯中开气隙改变了磁滞回线的斜率
若采用电流型控制芯片 ＵＣ３８４６，电流不平衡可 得到限制。电流控制型开关变换器是在传统的电压 控制型的基础上，增加了内环电流反馈环，使其成为 双环控制系统。与电压模式控制相比时钟信号只是 使电源工作在固定的频率，ＰＷＭ 比较器的另一个输 入是用从反馈电流取得的信号代替了晶振，当反馈 电流的模拟信号超过了误差放大器的输出值 Ｕｅ 时， 脉宽关断。电流模式控制的优点是由于内环采用了 直接的电流峰值控制技术，它可以及时、准确地检测 输出或变压器以及开关管中的瞬态电流，自然形成 了逐个电流脉冲检测电路。只要电流脉冲达到预定 的幅度，电流控制回路就动作，使得脉冲宽度发生改 变，保证输出电压的稳定，因此系统响应快。缺点是 控制调节电路是基于从功率电流取得的信号，因此 功率部分的振荡容易将噪声引入控制电路。
２ 电路工作状态分析及变压器偏磁的 原因
图 １ 示出推挽电路原理图［２，３］。其基本工作原理 是，通过控制两个开关管 ＶＭ１，ＶＭ２ 交替地导通，将 直流电池电压转换成高频交流信号，通过变压器传 送到次级，经过全桥整流、滤波后得到直流电压。 ＶＤ５，ＶＤ６，Ｃ１，Ｃ２，Ｒ１，Ｒ２ 构成次级箝位电路，以减少高 压大功率变换器中整流管的过冲和振铃现象。由于 开关管最小承受反压为输入电压的两倍，而电流则 是额定电流，所以推挽电路一般用在输入电压较低 的中小功率场合。
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Ｖｏｌ．４０， Ｎｏ．５ Ｏｃｔｏｂｅｒ， ２００６
推挽电路中变压器偏磁机理及抑制方法的研究
张 伟 １， 张东来 １， 罗 勇 ２， 卢柱强 ２
（１．哈尔滨工业大学深圳研究生院，广东 深圳 ５１８０５５２；２．中兴通讯股份有限公司，广东 深圳 ５１８０５５）
图 ３ａ 所示，上下两管 ＶＭ１，ＶＭ２ 的峰值电流相等，则 变压器绕组初级电流是所有的次级绕组按照相应的
转折处。此时磁化电感（和磁化曲线的斜率成比例） 降低磁化电流更为明显，如图 ３ｃ 所示，电流的斜坡
匝比反映到初级的。而初级总电流除了次级绕组按 有向上的弧度。这是危险的即将饱和的状态。小的
相应的匝比反映到初级的电流还要加上磁化电流， 温升即可导致磁芯饱和以及功率管烧毁。如果在推
电流。变换器可以在一定的磁不平衡下工作而不至 磁芯的工作磁化曲线接近顶部，电流的斜坡仍保持
于饱和。通过观测流过变压器的电流从而可以看出 线性，此时运行仍然是安全的。初级绕线的电阻阻止
变压器接近饱和的程度。
磁芯进一步趋于饱和。如果伏秒积在相应的半周期
图 ３ 示出变压器电流波形。如果电流的波形如 很不平衡，磁芯偏置接近饱和从而进入磁化曲线的
ＺＨＡＮＧ Ｗｅｉ１，ＺＨＡＮＧ Ｄｏｎｇ－ｌａｉ１，ＬＵＯ Ｙｏｎｇ２， ＬＵ Ｚｈｕ－ｑｉａｎｇ２
（１．Ｓｈｅｎｚｈｅｎ Ｇｒａｄｕａｔｅ Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｈａｒｂｉｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｓｈｅｎｚｈｅｎ ５１８０５５，Ｃｈｉｎａ； ２．ＺＴＥ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ，Ｓｈｅｎｚｈｅｎ ５１８０５５，Ｃｈｉｎａ）
极的导通时间不相等，但在导通时间内它们的基极
电压却是相同的。基极驱动电压往往来自由相应的集成芯片产生的，因此在实际应用中基极的驱动电压
基本相同。但是，如果开关管是双极性晶体管，则它
们的反向恢复时间使集电极的开通时间比基极长，
恢复时间从 ０．３￣６μｓ 不等，具有很强的离散性，且恢
复时间随温度的增加而增加。因此，如果一个开关
是由初级的电感产生，因此电路如图 ４ｂ 所示。初级 挽变换器的变压器初级的电流斜坡有向上的弧度，
电流波形是次级的绕组按相应的匝比反映到初级的 肯定是不安全的，即使如图 ３ｂ 中所示的斜坡是线性
电流加上磁化电流，但是磁化电流是从零开始的线 的，如果峰值电流有超过 ２０％不相等，同样是不安
性斜坡电流。当开关管导通，在磁化电感 Ｌｍ 加上阶 越电压 Ｕｄｃ－ １，磁化电流线性上升的斜率为 ｄｉ／ｄｔ＝ （Ｕｄｃ－ １）／Ｌｍ。在开关管导通的时间 Ｔｏｎ 达到峰值 Ｉｐｍ＝ （Ｕｄｃ－ １）Ｔｏｎ ／Ｌｍ。只要保证公式中 Ｌｍ 比较大，磁化电流
要想抑制变压器运行过程中的偏磁现象，主要 是从主电路考虑：①选择 ＭＯＳＦＥＴ 作为功率开关器 件。如图 １ 中 ＶＭ１，ＶＭ２。尽量选择同一批次的功率 管。要留有足够的电流裕量，防止电流过大。正如前 面分析，功率管的反向恢复时间不同可导致伏秒积 不同。而 ＭＯＳＦＥＴ 不存在反向恢复时间，而且随着温 度的上升 ＭＯＳＦＥＴ 的导通压降也随着增加。这在一 定程度上也有利于保持磁平衡；②在磁芯中加气隙， 可在一定程度上避免磁芯的工作磁化曲线向磁滞回 线的转折部分移动，使曲线的转折弧度部分移动到
３ 推挽电路中变压器偏磁的抑制方法
变压器偏磁抑制方法，可从主电路和控制电路 两方面考虑：①实验中常用的办法是挑选两个开关 管特性较一致的配对，并适当增加变压器磁路中的 气隙，使之在电路不平衡的状态下，磁通不至于饱 和；②从控制电路上采用电流型控制芯片，利用其自 动平衡伏秒积的特点。
若采用电压型控制芯片 ＳＧ３５２５，其优点是只有 电压环，波形振幅坡度大，因而噪声小，工作稳定。 多模块输出时，低阻抗输出能提供很好的交互控制。 缺点是扰动必须转化为输出扰动，才能被电压环反 馈，因此系统响应慢。
Ａｂｓｔｒ ａｃｔ： Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｔｈｅ ｃａｕｓｅｓ ｏｆ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｂｉａｓ ｉｎ ｐｕｓｈ－ｐｕｌｌ ＰＷＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ａｒｅ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｓｏｍｅ ｅ－ ｌｉｍｉｎａｔｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄｓ ａｒｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｔｈｅ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ａｎｄ ｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｏｆ ＳＧ３５２５ ｖｏｌｔａｇｅ ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ａｎｄ ＵＣ３８４６ ｃｕｒ－ ｒｅｎｔ－ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ａｒｅ ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ｆｒｏｍ １ｋＷ ｐｕｓｈ－ｐｕｌｌ ＰＷＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ａｔ ４０ｋＨｚ ａｒｅ ｇｉｖｅｎ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｖｅｒｉｆｙ ｔｈｅｓｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｐｒａｃｔｉｃａｂｌｅ．