半桥和全桥变换器拓扑——第五章
三相半桥逆变和全桥逆变介绍和参数对比
半桥逆变和全桥逆变的介绍一、典型的单相半桥电路图：•半桥逆变电路有两个桥臂，每个桥臂有 一个IGBT 模块和一个反并联二极管组成。
•在直流侧接有两个相互串联的足够大的电容，两个电容的联结点是直流电源的中点。
•负载联结在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。
对于三相半桥逆变，则由3套同样的 电路组合而成，每套电路的控制时序 不同。
二、典型的全桥逆变电路图：全桥逆变电路可看成由两个半桥电路组合而成，共4个桥臂， 桥臂1和4为一对，桥臂2和3为 另一对，成对桥臂同时导通， 两对交替各导通180°三相逆变全桥电路示意图如下：+ -RLa)U di o u oV 1 V 2 VD 1VD 2U d 2U d2+-C R L U dV 1V 2V 3V 4VD 1VD 2VD 3VD 4u o i o半桥电路与全桥电路的区别如下：①半桥电路由一个臂就可以形成正/负半波，每个逆变模块和其他臂上的功率管不发生任何关系。
而全桥电路中是一个桥臂上的功率管和其它桥臂的功率模块同时导通，分时控制。
②半桥电路的输出本身就是具有中线的三相四线制结构，一般采用高频调制脉冲进行控制，不用加输出变压器。
而全桥电路必须有输出变压器。
③半桥电路需要正负两组电池，直流电压高，需要单独的充电器，否则充电能力不足，而全桥电路只需一组电池，整流器具备大功率的充电能力。
④半桥电路的每一组输出电压均需经过一个高频lc滤波器将脉宽调制波解调成正弦波，在解调过程中，每次谐波经电容器的低阻抗旁路到中线n，又由于三相输出电压在相位上互差120º，不能将高次谐波互相抵消，所以其中线n上具有不易消除的高次谐波。
全桥逆变器必然需要一个工频隔离变压器,其原边与电容构成低通滤波将脉宽调制波解调成正弦波，高次谐波不会传递到负载侧。
半桥逆变电路特点●优点：简单，使用开关器件少，电路实现简单；●缺点：输出交流电压幅值只有U d/2，直流侧需两电容器串联，工作时要注意两侧直流电压均衡，否则容易引起器件发生故障。
六种基本DCDC变换器拓扑结构总结
六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。
正激变换器绕组复位正激变换器LCD复位正激变换器RCD复位正激变换器有源钳位正激变换器双管正激吸收双正激有源钳位双正激原边钳位双正激软开关双正激推挽变换器无损吸收推挽变换器推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同.推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制.全桥变换器全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....三电平变换器(three level converter)选了看起来比较舒服的两个拓扑,这些三电平是半桥演化而来,同样可以演化出多电平变换器,合适高压输入场合.而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关.。
全桥和半桥的主要应用场景
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半桥和全桥变换器拓扑——第五章-PPT精选文档
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
图3.1中初级串联小电容Cb是为了避免磁通不平衡问题。 磁通不平衡在初级置位伏秒数与复位伏秒数不相等时发生。
在半桥电路中，若C1、C2接点处电压不能精确到电源电压的一半， 则Q1导通时初级承受的电压将与Q2导通时的不相等，磁通会沿磁滞 回线正向或反向持续增加直至使磁心饱和，损坏开关管。
2、初级电流、输出功率、输入电压之间的关系
设效率为80％，则 电源输入电压最低时，输入功率等于初级电压最小值与对应的初级电流 平均的乘积。即 1.25Po=(Vdc/2)(Ipft)(0.8T/T)
5.2 半桥变换器拓扑
3、初级线径的选择
半桥拓扑初级电流有效值 ，由式（3.1）可得
4、次级绕组匝数和线径的选择
5.1 概述
半桥和全桥开关变换器拓扑开关管的稳态关断 电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激 或交错正激拓扑那样为输入的两倍。所有桥式拓扑 广泛应用于直接电网的离线式变换器。 桥式变换器的另一个优点是，能将变压器初级 侧的漏感尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感 储存的能量归还到输入母线，而不是消耗于电阻元 件。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.1 工作原理
整流和滤波
S1断开时，输入为220V交流电，电 路为全波整流电路，滤波电容C1和 C2串联，整流得到的直流电压分子 约为1.41*220流器。在输 入电压的正半周，A点相对于B点为 正，电源通过D1给C1充电，C1电压 为上正下负，峰值约为1.41*1201=168V；在输入电压的下半周，A 点电压相对于B点电压为负，电源通 过D2给C2充电，C2电压为上正下负， 峰值也为168V，两个电容串联的输 出为336V.
Q1导通时，负载电流和励磁电流流过Q1、变压器T1的漏感、Np的励磁电感及按匝比 平方折算到初级的次级负载等效阻抗，最后流经Cb到达C1、C2连接点，Np同名端电 压为正。Q1关断时，励磁电感强迫使所有绕组电压极性反向，Np同名端电压力图变 得很负，使Q1承受远大于Vdc的电压并使Q2承受反压，造成两个开关管的损坏。但 由于D6的钳位作用，Np的同名端电压就不会低于负母线电压。
半桥和全桥变换器拓扑——第五章
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
磁通不平衡原因：初 级存在直流分量。 解决办法：初级串联 小容值的直流阻断电 容。电流Ipft流过时， 该电容被充电，该电 压使初级平顶脉冲电 压有所下降，如图3.2 所示。 设允许的下降量为dV，产生该压降的等效平顶脉冲电流为式(3.1)中的Ipft， 而流通该电流的时间为0.8T/2，所需的阻断电容值可用下式得到
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.6 半桥变换器与双端正激变换器的比较
两者承受的关断电压同样为Vdc，广泛应用于电源网压为220V的市场。
区别：
半桥变换器次级输出为全波而非双端正激变换器输出的半波，因此 半桥变换器的方波频率是正激变换器的两倍，从而使半桥变换器输出 电感L、电容C的数值小很多。
正激变换器次级峰值电压比半桥变换器高，因为占空比只有半桥的 一半。半桥变换器绕组的成本较低，寄生电容更小。
2、初级电流、输出功率、输入电压之间的关系
设效率为80％，则 电源输入电压最低时，输入功率等于初级电压最小值与对应的初级电流 平均的乘积。即 1.25Po=(Vdc/2)(Ipft)(0.8T/T)
5.2 半桥变换器拓扑
3、初级线径的选择
半桥拓扑初级电流有效值 ，由式（3.1）可得
4、次级绕组匝数和线径的选择
第五章 半桥和全桥变换器拓扑
功 率 变 换 电 路
不隔离型
降压、升压、降-升 压、库克变换器
单端 隔离型 双端
反激、正激 推挽、半桥、 全桥
第五章 半桥和全桥变换器拓扑
5.1 概述（Introduction） 5.2 半桥变换器拓扑(Half-Bridge Converter Topology) 5.3 全桥变换器拓扑(Full-Bridge) 本章小结
第五章--单相并网逆变器
第5章单相并网逆变器后级的DC- AC部分，采用单相全桥逆变电路，将前级 DC- DC输出的400V 直流电转换成220V/50Hz 正弦交流电，完成逆变向电网输送功率。
光伏并网逆变器实现并网运行必须满足要求：输出电压与电网电压同频同相同幅值，输出电流与电网电压同频同相（单位功率因数），而且其输出还应满足电网的电能质量要求，这些都依赖于逆变器的有效并网控制策略。
光伏并网逆变器拓扑结构按逆变器主电路的拓扑结构分类，主要有推挽逆变器、半桥逆变器和全桥逆变器。
5.1.1推挽式逆变电路推挽式逆变电路由两只共负极的功率开关元件和一个原边带有中心抽头的升压变压器组成。
它结构简单，两个功率管可共同驱动，两个开关元件的驱动电路具有公共地，这将简化驱动电路的设计。
U图5-1 推挽式逆变器电路拓扑推挽式电路的主要缺点是很难防止输出变压器的直流饱和，另外和单电压极性切换的全桥逆变电路相比，它对开关器件的耐压值也高出一倍。
因此适合应用于直流母线电压较低的场合。
此外，变压器的利用率较低，驱动感性负载困难。
推挽式逆变器拓扑结构如图5-1 所示。
5.1.2半桥式逆变电路}半桥式逆变电路使用的功率开关器件较少，电路结构较为简单，但主电路的交流输出电压幅值仅为输入电压的一半，所以在同等容量条件下，其功率开关的额定电流要大于全桥逆变电路中功率元件额定电流，数值为全桥电路的2 倍。
由于分压电容的作用，该电路具有较强的抗电压输出不平衡能力，同时由于半桥式逆变电路控制较为简单，且使用元件少、成本低，因此在小功率等级的逆变电源中常被采用。
其主要缺点是直流侧电压利用率低，在同样的开关频率下电网电流的谐波较大。
图5-2 半桥式逆变器电路拓扑5.1.3全桥式逆变电路全桥逆变电路可以认为是由2 个半桥逆变电路组成的，在单相电压型逆变电路中是应用最多的电路，主要用于大容量场合。
在相同的直流输入电压下，全桥逆变电路的最大输出电压是半桥式逆变电路的2 倍。
三相半桥逆变和全桥逆变介绍和参数对比
半桥逆变和全桥逆变的介绍一、典型的单相半桥电路图：•半桥逆变电路有两个桥臂，每个桥臂有一个IGBT模块和一个反并联二极管组成。
•在直流侧接有两个相互串联的足够大的•负载联结在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。
对于三相半桥逆变，则由3套同样的电路组合而成，每套电路的控制时序不同。
二、典型的全桥逆变电路图：全桥逆变电路可看成由两个半桥电路组合而成，共4个桥臂，桥臂1和4为一对，桥臂2和3为另一对，成对桥臂同时导通，两对交替各导通180°三相逆变全桥电路示意图如下：a)VD1VD2+-VD3VD4半桥电路与全桥电路的区别如下：①半桥电路由一个臂就可以形成正/负半波，每个逆变模块和其他臂上的功率管不发生任何关系。
而全桥电路中是一个桥臂上的功率管和其它桥臂的功率模块同时导通，分时控制。
②半桥电路的输出本身就是具有中线的三相四线制结构，一般采用高频调制脉冲进行控制，不用加输出变压器。
而全桥电路必须有输出变压器。
③半桥电路需要正负两组电池，直流电压高，需要单独的充电器，否则充电能力不足，而全桥电路只需一组电池，整流器具备大功率的充电能力。
④半桥电路的每一组输出电压均需经过一个高频lc滤波器将脉宽调制波解调成正弦波，在解调过程中，每次谐波经电容器的低阻抗旁路到中线n，又由于三相输出电压在相位上互差120º，不能将高次谐波互相抵消，所以其中线n上具有不易消除的高次谐波。
全桥逆变器必然需要一个工频隔离变压器,其原边与电容构成低通滤波将脉宽调制波解调成正弦波，高次谐波不会传递到负载侧。
半桥逆变电路特点●优点：简单，使用开关器件少，电路实现简单；●缺点：输出交流电压幅值只有U d/2，直流侧需两电容器串联，工作时要注意两侧直流电压均衡，否则容易引起器件发生故障。
半桥逆变电路常用于几kW～十几kW以下的小功率UPS逆变电源全桥逆变电路特点●优点是电压不高，输出功率大●缺点是使用的开关器件多，驱动较复杂，适用于大功率的逆变器若逆变输出功率为数千瓦到数百千瓦，一般都采用IGBT等高频自关断器件.UPS输出隔离变压器的说明相对半桥逆变器而言，全桥逆变器的开关电流减小了一半，因而在中大功率场合得到了广泛应用。
半桥驱动和全桥驱动电路工作原理及作用
半桥驱动和全桥驱动电路工作原理及作用如下：
•半桥驱动电路。
半桥驱动电路通常包含两个功率半导体开关管，一个电感和一个电容。
它只有半个桥臂，因此称为"半桥"。
其
中的两个开关管分别位于交流电源的正负半周，通过开关管的
开关控制来实现电源电压的变换。
半桥结构在电子镇流器、开
关电源、逆变器和电机驱动等领域中应用较多。
•全桥驱动电路。
全桥驱动电路通常包含四个功率半导体开关管，两个电感和一个电容。
全桥电路有完整的桥臂，因此称为"全桥
"。
其中的四个开关管能够实现对电源电压的完全控制，因此具
有更广泛的应用。
例如直流电机驱动、电力变换器、UPS不间
断电源等。
半桥,全桥,反激,正激、推挽拓扑结构的区别和特点
半桥，全桥，反激，正激、推挽拓扑结构的区别和特点1.单端正激式单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器。
正激：脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。
该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。
图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。
2.单端反激式反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。
脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。
从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。
3.推挽（变压器中心抽头）式这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。
主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。
主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。
4.全桥式这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。
图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。
两对开关管轮流通/断，在变压器原边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。
主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。
主要缺点：使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。
半桥,全桥,反激,正激、推挽拓扑结构的区别和特点
1. 单端正激式单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器。
正激：脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。
该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。
图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。
2. 单端反激式反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。
脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。
从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。
3.推挽（变压器中心抽头）式这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。
主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。
主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。
4. 全桥式这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。
图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。
两对开关管轮流通/断，在变压器原边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。
主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。
主要缺点：使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。
碳化硅模块半桥和全桥
碳化硅模块半桥和全桥碳化硅（SiC）模块半桥和全桥：创新能源解决方案的未来引言：随着全球对清洁能源的需求不断增长，发展和运用高效率的能源转换技术已成为重要的研究方向。
碳化硅（SiC）模块是一种先进的功率半导体器件，它具有高温、高电压和高频率的操作能力，被广泛应用于能源转换系统中。
本文将深入探讨碳化硅模块中的半桥和全桥拓扑结构，探讨其特点、优势和应用领域。
一、碳化硅半桥模块的特点：1. 高温工作能力：碳化硅材料具有优异的耐高温性能，可以在高于200°C的环境下工作，相比于传统的硅模块，具有更高的可靠性和稳定性。
2. 低导通电阻：碳化硅模块具有低导通电阻的特点，可以降低能量损耗和系统发热，提高能源利用效率。
3. 高开关速度：碳化硅模块的切换速度远快于传统硅模块，可以实现更高的开关频率，在电力转换系统中实现更高的功率密度和更小尺寸的设计。
4. 低开关损耗：碳化硅半桥模块具有低开关损耗，可以减少系统能耗，提高效率。
二、碳化硅半桥模块的应用领域：1. 新能源发电系统：碳化硅模块在太阳能和风能发电系统中具有广泛应用。
其高温工作能力和低导通电阻可以提高能源转化效率，同时其高开关速度可支持高频率变换。
2. 电动车辆：碳化硅模块在电动车辆中的应用正在得到越来越多的关注。
其高温工作能力和低开关损耗，使其成为高效率、高性能驱动系统的理想选择。
3. 工业电力系统：碳化硅模块在工业电力变换系统中的应用可以实现更高的能源转换效率，并减少系统的体积和重量。
4. 航空航天领域：碳化硅模块的高温工作能力和低导通电阻使其成为航空航天电力系统中的重要组成部分，可以提高系统的可靠性和效率。
三、碳化硅全桥模块的特点和应用：1. 高电压能力：碳化硅全桥模块可以支持更高的电压范围，使其在直流-交流逆变器、频率变换器和电网连接系统等高压环境中具有广泛应用。
2. 高耐受电压能力：碳化硅全桥模块的耐受电压能力较高，能够应对复杂的电力系统中的电压浪涌和尖峰。
开关电源 拓扑 电路
开关电源的拓扑是指开关电源电路的结构形式，常见的开关电源拓扑包括：降压（Buck）电路：将输入电压降低至所需电压的电路。
升压（Boost）电路：将输入电压升至所需电压的电路。
升降压（Buck-Boost）电路：既可以升压也可以降压的电路。
正激式（Forward）电路：一种单端正激式电源变换器，使用一个磁性变压器实现电压变换。
反激式（Flyback）电路：一种单端反激式电源变换器，使用一个磁性变压器实现电压变换。
半桥（Half-Bridge）电路：一种将两个开关管连接在电源变压器的初级线圈中的电路。
全桥（Full-Bridge）电路：一种将四个开关管连接在电源变压器的初级线圈中的电路。
推挽（Push-Pull）电路：一种将两个开关管交替工作的电路，可以消除直流分量并提高效率。
交错式（Interleaved）电路：将两个或多个开关电源的输出端并联，以增加输出电流能力并降低纹波的电路。
这些拓扑可以根据实际需求进行选择和组合，以满足不同的电源设计要求。
六种基本DCDC变换器拓扑结构总结
六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。
正激变换器绕组复位正激变换器LCD复位正激变换器RCD复位正激变换器有源钳位正激变换器双管正激吸收双正激有源钳位双正激原边钳位双正激软开关双正激推挽变换器无损吸收推挽变换器推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同.推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制.全桥变换器全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....三电平变换器(three level converter)选了看起来比较舒服的两个拓扑,这些三电平是半桥演化而来,同样可以演化出多电平变换器,合适高压输入场合.而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关.。
各类电源拓扑结构分析
各类电源拓扑结构分析一．非隔离型开关变换器1. 降压变换器（Buck ）：输入输出极性相同。
由于稳态时，电感充放电伏、秒积相等，因此，输入输出电压关系为： (Ui-Uo)*ton=Uo*toff => Uo/Ui=ton/(ton+toff)=Δ => Uo/Ui=Δ(占空比)。
Chart 1: buck circuit topology在S 导通时，输入电源通过L 和C 滤波后向负载端提供电流；当S 断开后，L 通过二极管续流，保持负载电流连续。
输出电压因为占空比的作用，不会超过输入电源电压。
2. 升压变换器（Boost ）：输入输出极性相同。
利用同样的方法，根据稳态时电感L 的充放电伏、秒积相等的原理，推导出输入输出电压关系为：Uo/Ui=1/(1-Δ)。
Chart 2: boost circuit topology开关管S 和负载构成并联，在S 导通时，电流通过L 滤波，电源对L 充电。
当S 断开时，L 向负载及电源放电，输出电压将是Ui+U L ，达到升压的目的。
3. 逆向变换器（Boost-Buck ）：升、降压斩波器，输入输出极性相反，电感传输能量。
电压关系：Uo/Ui= -Δ/(1-Δ)Uo IUo I D D LChart 3: boost-buck circuit topology在S 导通时，输入电源仅对电感L 充电；当S 断开时，再通过电感对负载放电来实现电源传输。
所以，这里的L 用于传输能量。
4. 丘克变换器（Cuk ）：升、降压斩波器，输入输出极性相反，电容传输能量。
电压关系：Uo/Ui= -Δ/(1-Δ)。
Chart 4: cuk circuit topology在S 导通时，Ui 对L1充电。
当S 断开时，Ui+L1通过D 对C1进行充电。
再当S 导通时，D 关断，L1继续充电，C1通过L2、C2滤波对负载放电。
所以，这里的C1用于传输能量。
UoUo SD二．隔离型开关变换器1．推挽型变换器：图5：推挽型变换电路S1和S2轮流导通，将在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L 、C 滤波，送给负载。
半桥,全桥,反激,正激、推挽拓扑结构的区别和特点
半桥，全桥，反激，正激、推挽拓扑结构的区别和特点1.单端正激式单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器。
正激：脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。
该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。
图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。
2.单端反激式反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。
脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。
从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。
3.推挽（变压器中心抽头）式这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。
主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。
主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。
4.全桥式这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。
图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。
两对开关管轮流通/断，在变压器原边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。
主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。
主要缺点：使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。
三相半桥逆变和全桥逆变介绍和参数对比
半桥逆变和全桥逆变的介绍之吉白夕凡创作一、典型的单相半桥电路图：一个IGBT•负载联结在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。
对于三相半桥逆变，则由3分歧。
二、典型的全桥逆变电路图：全桥逆变电路可看成由两个半桥电路组合而成，共4桥臂1和4为一对，桥臂2和3另一对，成对桥臂同时导通，两对交替各导通180°三相逆变全桥电路示意图如下：桥臂的功率模块同时导通，分时控制。
②半桥电路的输出自己就是具有中线的三相四线制结构，一般采取高频调制脉冲进行控制，不必加输出变压器。
而全桥电路必须有输出变压器。
③半桥电路需要正负两组电池，直流电压高，需要单独的充电器，否则充电能力缺乏，而全桥电路只需一组电池，整流器具备大功率的充电能力。
④半桥电路的每一组输出电压均需经过一个高频lc滤波器将脉宽调制波解调成正弦波，在解调过程中，每次谐波经电容器的低阻抗旁路到中线n，又由于三相输出电压在相位上互差120º，不克不及将高次谐波互相抵消，所以其中线n上具有不容易消除的高次谐波。
全桥逆变器必定需要一个工频隔离变压器,其原边与电容构成低通滤波将脉宽调制波解调成正弦波，高次谐波不会传递到负载侧。
1 2+-VD3 VD4半桥逆变电路特点优点：简单，使用开关器件少，电路实现简单；缺点：输出交流电压幅值只有U d/2，直流侧需两电容器串联，工作时要注意两侧直流电压均衡，否则容易引起器件发生故障。
半桥逆变电路经常使用于几kW～十几kW以下的小功率UPS逆变电源全桥逆变电路特点优点是电压不高，输出功率大缺点是使用的开关器件多，驱动较复杂，适用于大功率的逆变器若逆变输出功率为数千瓦到数百千瓦，一般都采取IGBT等高频自关断器件.UPS输出隔离变压器的说明相对半桥逆变器而言，全桥逆变器的开关电流减小了一半，因而在中大功率场合得到了广泛应用。
在全桥逆变器中，为实现输入输出之间的电气隔离和得到合适的输出电压幅值，务必在输出端接有交流变压器，其作用如下：1）降低零地电压，优化UPS末端配电；2）滤除负载端谐波，提高供电质量；如果不带隔离变压器，其输出零线存在高频电流，主要来自UPS整流器和高频逆变器脉动电流、负载的谐波干扰等，其干扰电压不但数值高而且难以消除。
半桥和全桥固态特斯拉线圈教程
谐振定义：
在物理学里，有一个概念叫共振：当策动力的频率和系统的固有频率相等时，系统受迫振动 的振幅最大，这种现象叫共振。电路里的谐振其实也是这个意思：当电路的激励的频率等于 电路的固有频率时，电路的电磁振荡的振幅也将达到峰值。实际上，共振和谐振表达的是同 样一种现象。这种具有相同实质的现象在不同的领域里有不同的叫法而已。（说个易懂的， 当两个振动频率相等的物体，一个发生振动时，引起另一个振动的现象叫做共振，在电学中， 两个等频振荡电路的共振现象，叫做谐振。）
不会起产生震荡的作用，而 DRSSTC 的初级也是一个 LC 震荡回路。因此 DRSSTC 我们可以看 做是 SGTC 的一种升级，取消了变压器和打火器。但是性能却远远高于 SGTC。
固态特斯拉线圈的结构
固态特斯拉线圈由三个部分组成：功率电路
驱动电路
灭弧电路
DRSSTC 画图：ry7740kptv
SSTC 画图：black
讲解：任某人 坛子里很多人都很热衷于 STEVE 的 Dr 驱动电路，但是仔细的想想，他这个电路的缺陷还真 的是不老少。我们先对其进行分析，一遍指出其优略。
好的！轰隆隆！电路开始上电运行了！电路靠桥式电路中电容充电电流启动【全桥中的吸收 电容，此图中是储能桥臂电容 c11,c12】充电电流到达主槽路使主电容 c4 于初级线圈 L1 产 生震荡，同时这个充电脉冲被电流变压器 T1 探测到。T1 的箍数取决于电桥中设计通过的电 流，我们的目的是将电流通过变压器缩小到适合驱动 CMOS 元件的大小。你可能会想如果箍 数是 1:200 的话，电压岂不是会很高？不要担心，我们有伟大的稳压管 d19&d20~稳压管的 特性是有一定的反向击穿电压，在这里我们选择用反向击穿电压 5.1v（CMOS 电平的）的稳 压管。当 T1 上部为正半周时，会有一个上千伏的电压，此时稳压管击穿近似接地，当把电 压放到 5.1v 时稳压管截止，由于稳压管恢复时间慢，我们反串一只快恢复或者肖特基来代 替稳压管成正向导通反向截止的过程，负半周同理由此以来我们便得到了一个±5.1V 的电流 反馈信号。【见示意图，方波是怎样炼成的】
三相半桥逆变和全桥逆变介绍和参数对比
半桥逆变和全桥逆变的介绍之蔡仲巾千创作一、典型的单相半桥电路图：一个IGBT•负载联结在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。
对于三相半桥逆变，则由3分歧。
二、典型的全桥逆变电路图：全桥逆变电路可看成由两个半桥电路组合而成，共4桥臂1和4为一对，桥臂2和3另一对，成对桥臂同时导通，两对交替各导通180°三相逆变全桥电路示意图如下：桥臂的功率模块同时导通，分时控制。
②半桥电路的输出自己就是具有中线的三相四线制结构，一般采取高频调制脉冲进行控制，不必加输出变压器。
而全桥电路必须有输出变压器。
③半桥电路需要正负两组电池，直流电压高，需要单独的充电器，否则充电能力缺乏，而全桥电路只需一组电池，整流器具备大功率的充电能力。
④半桥电路的每一组输出电压均需经过一个高频lc滤波器将脉宽调制波解调成正弦波，在解调过程中，每次谐波经电容器的低阻抗旁路到中线n，又由于三相输出电压在相位上互差120º，不克不及将高次谐波互相抵消，所以其中线n上具有不容易消除的高次谐波。
全桥逆变器必定需要一个工频隔离变压器,其原边与电容构成低通滤波将脉宽调制波解调成正弦波，高次谐波不会传递到负载侧。
1 2+-VD3 VD4半桥逆变电路特点优点：简单，使用开关器件少，电路实现简单；缺点：输出交流电压幅值只有U d/2，直流侧需两电容器串联，工作时要注意两侧直流电压均衡，否则容易引起器件发生故障。
半桥逆变电路经常使用于几kW～十几kW以下的小功率UPS逆变电源全桥逆变电路特点优点是电压不高，输出功率大缺点是使用的开关器件多，驱动较复杂，适用于大功率的逆变器若逆变输出功率为数千瓦到数百千瓦，一般都采取IGBT等高频自关断器件.UPS输出隔离变压器的说明相对半桥逆变器而言，全桥逆变器的开关电流减小了一半，因而在中大功率场合得到了广泛应用。
在全桥逆变器中，为实现输入输出之间的电气隔离和得到合适的输出电压幅值，务必在输出端接有交流变压器，其作用如下：1）降低零地电压，优化UPS末端配电；2）滤除负载端谐波，提高供电质量；如果不带隔离变压器，其输出零线存在高频电流，主要来自UPS整流器和高频逆变器脉动电流、负载的谐波干扰等，其干扰电压不但数值高而且难以消除。
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5.3 全桥变换器拓扑
设每个开关管的导通压降为1V，主输出肖特基整流管的导通压降为0.5V,， 辅助整流管导通压降也为1V，则变换器输出为
5.3 全桥变换器拓扑
5.3.2 全桥变换器磁设计
1、最大导通时间、磁心尺寸和初级绕组匝数的选择 存在问题：若垂直桥臂上下两管同时导通，则会将电源短路从而损坏开关管。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.1 工作原理
整流和滤波
S1断开时，输入为220V交流电，电 路为全波整流电路，滤波电容C1和 C2串联，整流得到的直流电压分子 约为1.41*220-2=308V； 当S1闭合时，输入为120V交流电压， 电路相当于一个倍压整流器。在输 入电压的正半周，A点相对于B点为 正，电源通过D1给C1充电，C1电压 为上正下负，峰值约为1.41*1201=168V；在输入电压的下半周，A 点电压相对于B点电压为负，电源通 过D2给C2充电，C2电压为上正下负， 峰值也为168V，两个电容串联的输 出为336V.
5.3 全桥变换器拓扑
5.3.1 基本工作原理
全桥变换器最主要的 优点：其初级施加的 是幅值为±Vdc的方波 电压，而非半桥变换 器的±Vdc/2，但其开 关管承受的关断电压 却与半桥变换器相同， 等于最大输入直流电 压。
5.3 全桥变换器拓扑
电路工作过程：斜对角的两个开关管（Q2和Q3或Q4和Q1） 同时导通，两组开关管交替导通半个周期，若忽略开关管的 导通压降，则施加到变压器初级电压是幅值为Vdc、宽度为 ton的交变方波。 网压和负载变化时，反馈环检测输出电压Vom的变化并调节ton， 以维持输出电压Vom不变。
由式(2.1)～式(2.3)可以计算次级绕组匝数。其中， 式中的Vdc-1需替换为初级最小电压值Vdc/2-1 半桥变换器次级电流有效值和线径可通过式(2.13)和式(2.14)计算。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.3 输出滤波器的设计
由于对输出电感电流幅值和输出纹波电压的要求与推挽电路一 样，可参照式(2.20)和式(2.22)计算。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.2 半桥变换器磁设计
1、最大导通时间、磁心尺寸和初级绕组匝数的选择
输入电压最小或不正常工作状态时，最大导通时间不超过0.8T/2 磁心选择（见磁路设计）
假定最低输入电压为（Vdc/2）-1，最大导通时间为0.8T/2，在已知磁 心种类和磁心面积的情况下，可通过法拉第定律计算出初级绕组数。 其中dB值为峰值磁密期望值的两倍。(正激变换器磁心只工作在磁滞回 线的第一象限，而半桥变换器工作于第一、三象限，所以是其两倍)
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
磁通不平衡原因：初 级存在直流分量。 解决办法：初级串联 小容值的直流阻断电 容。电流Ipft流过时， 该电容被充电，该电 压使初级平顶脉冲电 压有所下降，如图3.2 所示。 设允许的下降量为dV，产生该压降的等效平顶脉冲电流为式(3.1)中的Ipft， 而流通该电流的时间为0.8T/2，所需的阻断电容值可用下式得到
Q1导通时，负载电流和励磁电流流过Q1、变压器T1的漏感、Np的励磁电感及按匝比 平方折算到初级的次级负载等效阻抗，最后流经Cb到达C1、C2连接点，Np同名端电 压为正。Q1关断时，励磁电感强迫使所有绕组电压极性反向，Np同名端电压力图变 得很负，使Q1承受远大于Vdc的电压并使Q2承受反压，造成两个开关管的损坏。但 由于D6的钳位作用，Np的同名端电压就不会低于负母线电压。
3.2 正激变换器
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
例：一个功率为150W的半桥电路，额定直流输入电压为320V，频率为 100kHz，设有15％的网压波动，最小输入电压为272V，则初级电压应 为±272/2＝ ±136V。 初级平顶脉冲电压的允许下降量约为10％，即约为14V，又已知功率为 150W，Vdc=272V，Ipft=3.13×150/272=1.73A，由式（3.4）可得
解决办法：选择开关管的最大导通时间不超过半周期的80％
磁心尺寸和工作频率根据磁心－频率表选择。 根据法拉第定律计算初级匝数Np，其中E是初级最低电压E=Vdc-2， dB是所选的0.8T/2（dt）时间内的磁通变化。频率低于50kHz时， 选择dB=3200G(-1600G~1600G)
5.3 全桥变换器拓扑
5.2 半桥变换器拓扑
工作原理
从图3.1 可见，当任何一个晶 体管导通时，另一个关断的晶 体管承受的电压只是最大直流 输入电压，而非其两倍。 首先忽略小容量阻断电容Cb，则Np下端 可近似地看作连接到C1和C2的连接点。若 C1、C2的容量基本相等，则连接处的电压 近似为整流输出电压的一半，约为168V。 通常的做法是在C1、C2的两端各并接等值 放电电阻来均衡两者的电压。图3.1中的开 关Q1和Q2轮流导通半个周期。Q1导通Q2 关断时，Np的同名端（有点端）电压为＋ 168V，Q2承受电压为336V；同理，Q2导 通Q1关断时，Q1承受电压为336V，此时 Np同名端电压为-168V。
5.1 概述
半桥和全桥开关变换器拓扑开关管的稳态关断 电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激 或交错正激拓扑那样为输入的两倍。所有桥式拓扑 广泛应用于直接电网的离线式变换器。 桥式变换器的另一个优点是，能将变压器初级 侧的漏感尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感 储存的能量归还到输入母线，而不是消耗于电阻元 件。
Cb 1.73 0.8 510 /14 0.49 F
6
注意：该电容必须为非极性电容。
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.5 半桥变换器的漏感问题
半桥变换器不存在像单端正激和推挽拓扑中的漏感尖峰问题，因为开关管Q1和 Q2分别并联了二极管D5、D6，将开关管承受的漏感尖峰电压钳位于Vdc。
2、初级电流、输出功率和输入电压的关系
设变换器效率为80％，则输出功率为Po=0.8Pin，输入电压为最小值 Vdc时，每半个周期开关管的导通时间为0.8T/2，忽略开关管的导通 压降，则输入功率为
式中Ipft为前面定义的初级等效平顶脉冲电流幅值。
5.3 全桥变换器拓扑
3、初级线径的选择
占空比为0.8，电流Ipft的有效值为 综合式(3.7)可得
5.2 半桥变换器拓扑
5.2.6 半桥变换器与双端正激变换器的比较
两者承受的关断电压同样为Vdc，广泛应用于电源网压为220V的市场。
区别：
半桥变换器次级输出为全波而非双端正激变换器输出的半波，因此 半桥变换器的方波频率是正激变换器的两倍，从而使半桥变换器输出 电感L、电容C的数值小很多。
正激变换器次级峰值电压比半桥变换器高，因为占空比只有半桥的 一半。半桥变换器绕组的成本较低，寄生电容更小。
2、初级电流、输出功率、输入电压之间的关系
设效率为80％，则 电源输入电压最低时，输入功率等于初级电压最小值与对应的初级电流 平均的乘积。即 1.25Po=(Vdc/2)(Ipft)(0.8T/T)
5.2 半桥变换器拓扑
3、初级线径的选择
半桥拓扑初级电流有效值 ，由式（3.1）可得
4、次级绕组匝数和线径的选择
4、次级绕组匝数和线径的选择
各次级绕组匝数可根据式(3.5a)和式(3.5b)计算 次级电流有效值和次级线径确定与推挽拓扑完全相同。
5.3.3 输出滤波器的计算
全桥变换器拓扑与半桥变换器及推挽拓扑相同，均为全波整流输出，具体计算参 考半桥变换器及推挽拓扑中的相关内容。
5.2.4 防止磁通不平衡的阻断电容的选择
图3.1中初级串联小电容Cb是为了避免磁通不平衡问题。 磁通不平衡在初级置位伏秒数与复位伏秒数不相等时发生。
在半桥电路中，若C1、C2接点处电压不能精确到电源电压的一半， 则Q1导通时初级承受的电压将与Q2导通时的不相等，磁通会沿磁滞 回线正向或反向持续增加直至使磁心饱和，损坏开关管。
第五章 半桥和全桥变换器拓扑
功 率升压、降-升 压、库克变换器
单端 隔离型 双端
反激、正激 推挽、半桥、 全桥
第五章 半桥和全桥变换器拓扑
5.1 概述（Introduction） 5.2 半桥变换器拓扑(Half-Bridge Converter Topology) 5.3 全桥变换器拓扑(Full-Bridge) 本章小结