通信原理 第五章
(通信原理课件)第五章
2、HDB3码 HDB3码的全称是3阶高密度双极性码，它 是AMI码的一种改进型，其目的是为了保 持AMI码的优点而克服其缺点， 使连“0” 个数不超过3个。其编码规则如下： （1）当信码的连“0”个数不超过3时， 仍按AMI码的规则编码，即传号极性交替；
《通信原理课件》
（2）当连“0”个数超过3时，出现4 个或4个以上连“0串时，”则将每4个 连“0”小段的第4个“0”变换为非“0” 脉冲，用符号V表示，称之为破坏脉冲。 而原来的二进制码元序列中所有 的 “1”码 称为信码，用符号B表示。当信 码序列中加入破坏脉冲以后，信码B与 破坏脉冲 V 的正负极性必须满足如下 两个条件：
《通信原理课件》
交替使用。 4、双相码
双相码又称Manchester码，即曼彻斯 特码。它的特点是每个码元用两个连续 极性相反的脉冲来表示。
《通信原理课件》
5、密勒（Miller）码
密勒码又称延迟调制码，它是双相码 的一种变形。编码规则如下：“1”码用 “10”或“01”表示。“0”码分两种情形 处 理 ： 对 于 单 个 “ 0” 时 ， 用 “ 11” 或 “00”表示。要求在码元持续时间内不 出现跃变，且与相邻码元的边界处也不 跃变；对于连“0”时，用“00”与“11” 交替。要求在两个“0”码的边界处出现 跃变。
《通信原理课件》
6、CMI码 CMI 码是传号反转码的简称，其编
码规则为： “1”码交替用“00”和 “11”表示；“0”码用“01 ” 表示。 CMI 码的优点是没有直流分量，且有 频繁出现波形跳变，便于定时信息提 取，具有误码监测能力。
《通信原理课件》
5.2.2 基带波形的形成
在选择了合适的码型之后，尚需考虑 用什么形状的波形来表示所选择的码型。 上面介绍的各种常用码型都是以矩形脉 冲为基础的，我们知道矩形脉冲由于上 升和下降是突变的，其低频分量和高频 成分比较丰富，占用频带也比较宽。如 果信道带宽有限，采用以矩形脉冲为基 础的码型进行传输就不合适，而需要采 用更适合于信道传输的波形，
通信原理5章讲义
01011
+V
(a) 0
+V
(b) -V
+V
(c) 0
+V
(d) 0
-V
0001
(e)
2020/8/2
(a)单极性波形 (b)双极性波形 (c)单极性归零波形 (d)双极性归零波形 (e)差分波形
图5.3.1 基带信号的基本波形
9
差分波形
电压发生变化表示数字“0”；
01011
+V
AMI码 －传号交替反转码 编码规则：“1” 交替变成“＋1”和“－1”， “0” 仍保持为“0”， 例：消息码： 0 1 0 1 1 0 0 0 1 AMI码：0 +1 0 -1 +1 0 0 0 -1 优点：没有直流分量 、译码电路简单 、能发现错码 缺点：出现长串连“0”时，将使接收端无法取得定时信息。
电压不发生变化表示数字“1”；(a) 0
如图（e）所示；
+V
(b) -V
0001
+V
(c) 0
+V
(d) 0
-V
(e)
2020/8/2
(a)单极性波形 (b)双极性波形 (c)单极性归零波形 (d)双极性归零波形 (e)差分波形
图5.3.1 基带信号的基本波形
10
多电平波形
多进制的电压波形表示。
2020/8/2
(a)单极性波形 (b)双极性波形 (c)单极性归零波形 (d)双极性归零波形 (e)差分波形
图5.3.1 基带信号的基本波形
7
单极性归零波形（RZ）
单极性信号电压在一个码元持 续时间内回到0值。通常使脉 冲宽度等于码元宽度的一半。 对应的，上面的单极性和双极 性波形又称为不归零NRZ。
通信原理(第5章)
2、若m(t)的频带限于 w wc 则:
H m(t ) cos( wct ) m(t ) sin( wct ) H m(t ) sin( wct ) m(t ) cos( wct )
ˆ (t ) jM ( w) sgn( w) F m
ˆ ( w) 3、M
载波信号
频域表达式
SAM(ω) = πA0[δ(ω －ωc) +δ(ω +ωc )
6
5.1 幅度调制（线性调制）的原理
时域波形图
m(t) t A0 + m( t ) cosωct t t
当满足条件： |m(t)|max ≤ A0 时，其包络与调制信号的 波形相同，因此用包络检 波法可以容易地恢复原始 调制信号。
20
5.1 幅度调制（线性调制）的原理
一般情况下SSB信号的时域表达式 调制信号为任意信号时SSB信号的时域表达式为
1 1 ˆ (t )sin ct SSSB (t ) m(t ) cos ct m 2 2
式中，
m( ) ˆ (t ) m d t ˆ ( ) 1 m m(t )=- d t 1
1 = 2
1 2 Am
cos(ωc+ ωm)t + Am cos(ωc -ωm)t
1 -2 1 +2
上边带信号的时域表达式
Amcosωm t cosωc t Amcosωm t cosωc t
Amsinωm t sinωc t Amsinωm t sinωc t
下边带信号的时域表达式
SUSB(t) =
BDSB = 2 fH
② 功率：
PDSB
1 2 Ps m (t ) 2
通信原理第5章
(2)
三、实际抽样 ------自然抽样
自然抽样的特点
平顶抽样：
5.2 脉冲编码调制（PCM）
脉冲编码调制(PCM)简称脉码调制，它是一种用一组二进 制数字代码来代替连续信号的抽样值，从而实现通信的方式。 由于这种通信方式抗干扰能力强，它在光纤通信、数字微波通 信、卫星通信中均获得了极为广泛的应用。 PCM是一种最典型的语音信号数字化的波形编码方式。首 先，在发送端进行波形编码(主要包括抽样、量化和编码三个过 程)，把模拟信号变换为二进制码组。编码后的PCM码组的数 字传输方式可以是直接的基带传输，也可以是对微波、光波等 载波调制后的调制传输。在接收端，二进制码组经译码后还原 为量化后的样值脉冲序列，然后经低通滤波器滤除高频分量， 便可得到重建信号 x(t ) 。
1 Ts= 是最大允许抽样间隔，它被称为奈奎斯特间隔，相对 2 fH 应的最低抽样速率fs=2fH称为奈奎斯特速率。
混叠现象
信号的重建
该式是重建信号的时域表达式， 称为内插公式。 它说 明以奈奎斯特速率抽样的带限信号x(t)可以由其样值利用内
插公式重建。这等效为将抽样后信号通过一个冲激响应为
际标准中取μ=255。另外，需要指出的是μ律压缩特性曲线 是以原点奇对称的， 图中只画出了正向部分。
2、A律压扩特性
Ax 1 ln A ,0 x 1 / A z 1 ln( Ax) ,1 / A x 1 1 ln A
• • •
x——压缩器归一化输入电压 z——压缩器归一化输出电压 μ ——压缩器参数
量化的物理过程
q7
x q x q x (t)
q
信号的实际值
6
量化误差
6
信号的量化值
通信原理(陈启兴版)第5章课后习题答案
第5章 数字基带传输系统5.1 学习指导 5.1.1 要点本章的要点主要有数字基带传输系统结构及各部件功能；基带信号常用波形及其频谱特性；基带传输常用码型的编译及其特点；码间串扰和奈奎斯特第一准则；理想低通传输特性和奈奎斯特带宽；升余弦滚将特性；第一类部分响应系统；无码间串扰基带系统的抗噪声性能；眼图和均衡的概念。
1.数字基带传输系统数字基带传输系统：不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统，其基本结构如图5-1所示。
主要有发送滤波器、信道、接收滤波器、同步提取电路以及抽样判决器组成。
发送滤波器用于产生适合于信道中传输的基带信号波形。
信道是基带信号传输媒质（通常为有线信道）。
加性n (t )是均值为零的高斯白噪声。
接收滤波器的功能接收有用信号，滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。
同步提取即从接收信号中提取用来抽样的定位脉冲。
抽样判决器用来对对接收滤波器的输出波形进行抽样、判决和再生（恢复基带信号）。
图5 - 1 数字基带传输系统的原理方框图发送滤波器信道接收滤波器抽样、判决器e (t )n (t)位同步提取y (t )2.数字基带信号及其频谱特性(1) 数字基带信号数字基带信号用不同的电平或脉冲来表示不同的消息代码。
数字基带信号的单个脉冲有矩形脉冲、余弦脉冲、升余弦脉冲、高斯脉冲等等形式。
常用的基本信号波形有：单极性与双极性波形、不归零码与归零码波形、差分波形、多电平波形等。
数字基带信号通常是一个随机的脉冲序列。
若其各码元波形相同而电平取值不同，则可表示为()()nsn s t a g t nT ∞=-∞=-∑ (5-1)式(5-1)中，a n 是第n 个码元所对应的电平值（随机量）；T s 为码元持续时间；g (t )为某种脉冲波形。
一般情况下，数字基带信号可表示为()()nn s t s t ∞=-∞=∑ (5-2)(2) 基带信号的频谱特性数字基带信号s (t )的频谱特性可以用功率谱密度来描述。
通信原理第五章(正弦载波数字调制系统)习题及其答案
第五章（正弦载波数字调制系统）习题及其答案【题5－1】设发送数字信息为 011011100010，试分别画出 2ASK 、2FSK 、2PSK 及2DPSK 信号的波形示意图。
【答案5－1】2ASK 、2FSK 、2PSK 及2DPSK 信号的波形如下图所示。
【题5－2】已知某2ASK 系统的码元传输速率为103Band ，所用的载波信号为()6cos 410A π⨯。
1）设所传送的数字信息为011001，试画出相应的2ASK 信号波形示意图；2）求2ASK 信号的带宽。
【答案5－2】1）由题中的已知条件可知310B R Baud =因此一个码元周期为3110s B T s R -==载波频率为664102102s f Hz ππ⨯==⨯载波周期为61102T s -=⨯所以一个码元周期内有2000个载波周期。
如下图所示我们画出2ASK 信号的波形图，为简便，我们用两个载波周期代替2000个载波周期。
2）根据2ASK 的频谱特点，可知其带宽为222000B B R Hz T ===【题5－3】设某2FSK 调制系统的码元传输速率为1000Baud ，已调信号的载频为1000Hz 或 2000 HZ 。
1）若发送数字信息为011010，试画出相应的ZFSK 信号波形；2）试讨论这时的2FSK 信号应选择怎样的解调器解调？3）若发送数字信息是等可能的，试画出它的功率谱密度草图。
【答案5－3】1）由题意可画出ZFSK 信号波形如下图所示。
2）由于ZFSK 信号载波频差较小，频谱有较大重叠，采用非相干解调时上下两个支路有较大串扰，使解调性能降低。
由于两个载频人与人构成正交信号，采用相干解调可减小相互串扰，所以应采用相干解调。
3）该2FSK 信号功率谱密度草图如下图所示。
【题5－4】假设在某2DPSK 系统中，载波频率为 2400 Hz ，码元速率为 1200 Band ，已知相对码序列为11000101ll 。
《通信原理》樊昌信,国防工业出版社,第五版)第五章总结
精品行业资料，仅供参考，需要可下载并修改后使用！第五章 总结节1 数字基带信号数字基带传输系统框图组成：信道信号形成器、编码信道、接收滤波器、抽样判决器。
一、时域形式：基带信号：单极性、双极性；归零、不归零。
二、频谱结构：1.稳态波v(t)的功率谱密度P v (ω)：2.交变波u(t)的功率谱密度P u (ω)：3.基带信号S(t)的功率谱密度P s (ω)=P v (ω)+P u (ω) 三、常用码型：对传输码的码型结构要求：① 能从相应的基带信号中获取定时信息。
( 减少连0，连1的可能 ） ② 相应的基带信号无直流成份和只有很小的低频成份。
③ 适应性强，不受信息源统计特性[P 、1-P]的影响。
④ 尽可能提高传输速率（传输效率）。
1.AMI 码（传号交替反转码）：编码规则、AMI 码特点。
1B / 1T 码型 基本码()()∑+∞-∞==n n t s t s ()()()⎩⎨⎧---=pnT t g p nT t g t s s s n 121概率概率()()s m m v mf f C f P -=∑+∞-∞=δ2()()()()s m s s s mf f mf G p mf pG f --+=∑+∞-∞=δ22121()()[]()()()()2212112limf G f G p p f T N U E P ssT N u --=+=∴∞→ωω2.HDB3码（三阶高密度双极性码）：编码规则、HDB3码特点。
1B / 1T 码型 改进码节2 性能分析一、数字基带传输系统模型：发送滤波器、恒参信道、噪声叠加、接收滤波器、抽样判决器。
二、码间串扰无噪分析 1．时域无码间串扰条件：2．频域无码间串扰条件：3．频带利用率=码元速率/传输带宽 有效性指标 最高2波特/Hz 4．理想特性的逼近——“滚降”特性优点：“尾巴”衰减振荡幅度小，对定时信号的要求可降低。
缺点：无码间串扰的最高频带利用率较低。
通信原理 第五章 基带数字信号的表示和传输
HDB3码
通信原理
【例】1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1
AMI码
HDB3码 【例】2 HDB3码
+ 0 0 0 - + - 0 0 + + 0 0 0 - + - 0 0 + -
1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 1 + 0 0 0 V+ - 0 + - 0 0 0 V- 0 +
电子工业出版社
主要内容
通信原理
5.1
概 述
5.2 字符的编码
5.3 数字基带信号波形 5.4 基带传输的常用码型 5.5 基带数字信号的频率特性 5.6 基带数字信号传输与码间串扰 5.7 眼图 5.8 时域均衡
电子工业出版社
5.3 数字基带信号波形
通信原理
1
数字基带信号
2
基带信号的波形的形成
电子工业出版社
电子工业出版社
最常见的基带信号波形
通信原理
单极性不归零脉冲 双极性不归零脉冲 单极性归零脉冲 双极性归零脉冲 差分码（相对码） 多电平脉冲
电子工业出版社
多电平脉冲
通信原理
这种信号多于一个二进制符号对应于一个 脉冲的基带信号这种波形统称为多值波形 或多电平波形。 例如，令两个二进制符号00对应+3E，01对 应+E，10对应-E，11对应-3E，则所得波形 为4值波形或4电平波形。
5.3 数字基带信号的波形
通信原理
1
数字基带信号
2
基带信号的波形的形成
电子工业出版社
基带信号的波形形成
通信原理
单极性脉冲与单极性归零脉冲间的变换 绝对码与相对码之间变换
通信原理-第5章 振幅调制、解调及混频 63页 2.5M PPT版
载 波 分(量 c ):不 含 传 输 信 息
上边频分量 c :含传输信息 下边频分量 c :含传输信息
调制信号
Ω
载波
调幅波
U
ωc
c
下边频
1 2 m aU c
1 2
m
aU
c
上边频
ωc - Ω ωc +Ω
(2) 限带信号的调幅波
5.3 .2 高电平调幅电路 1. 集电极调幅电路 2. 基极调幅电路
返回
5.3 振幅调制电路
A信 M:u 号 AM U c(1m co ts)co cts 纯调幅 DS 信 B :u 号 DSB k U U cco tsco cts 调,调 幅相 SS 信 B:u 号 SS BU (c otcso ctssi n tsi n ct) 调,调 幅频
n
Uncosc(n)t
5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 2. 波形与频谱
休息1 休息2 返回
调制信号
下边频
载波
c 上边频
(1) DSB信号的包络正比于调制信号 Uco s t
仿真
(2) DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周 时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振 幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。
返回
（则1那）有么设u 调A ：幅M 载U 信波c号信1（ 号 n 已 ：1m 调un cc 波U ）o c可n cts 表o (达n sc)t为c：调 o u 制cA t信sM 其号中：U u ：m m ( tn )U c cko aoU cs sttn
通信原理课件第五章
5.1 概述
(a)数字基带系统 (a)数字基带系统
广义信道
(b)数字频带系统 (b)数字频带系统
5
5.1 概述 目前， 目前，虽然在实际使用的数字通信系统中 基带传输不如频带传输广泛， 基带传输不如频带传输广泛，但是对于基带传 输系统来说： 输系统来说： 1.在频带传输在也同样存在基带传输问题， 1.在频带传输在也同样存在基带传输问题，也 在频带传输在也同样存在基带传输问题 就是说， 就是说，基带传输系统的许多问题也是频带传 输系统必须考虑的问题； 输系统必须考虑的问题； 2.随着数字通信系统的发展， 2.随着数字通信系统的发展，基带传输这种方 随着数字通信系统的发展 式也有迅速发展的趋势。 式也有迅速发展的趋势。
9
5.3 基带数字信号的波形
数字基带信号的码型设计原则 数字基带信号是指消息代码的电波形 消息代码的电波形， 数字基带信号是指消息代码的电波形，它 是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。 是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。 通常把这种电脉冲的形式称为码型 码型, 通常把这种电脉冲的形式称为码型 实际的基带传输系统中， 实际的基带传输系统中，并非所有代码的 电波形都能在信道中传输。例如， 电波形都能在信道中传输。例如，含有直流和 较丰富低频分量的基带波形就不适宜在低频传 较丰富低频分量的基带波形就不适宜在低频传 输特性差的信道中传输， 输特性差的信道中传输，因为它有可能造成信 号严重畸变。又如，出现长串的连1 符号时， 号严重畸变。又如，出现长串的连1或0符号时， 有些波形无法获取定时信息 定时信息。 有些波形无法获取定时信息。
归零RZ（ 归零 （Return-to-zero）是指信号电压在一个码元持续 ） 时间内回到0值 时间内回到 值。 信号脉冲宽度小于码元宽度； 信号脉冲宽度小于码元宽度； 通常使脉冲宽度等于码元宽度的一半 。
通信原理 第五章
－3fs －2 .5s －2fs f
s ( )
－3fs
－2fs
－fs
O (b) Ms ( )
fs
2fs
3fs
f
－3fs
－2fs
－fs
O (c)
fs
2fs
3fs
f
图 5–8
fH=nB时带通信号的抽样频谱
例题:
解:
已知f L =100.5 MHZ , f H =100.9 MHZ , 求f S 的值。 B = f H － f L =0.4MHZ f H = nB + kB =252B +0.25B f S = 2B (1+k/n) =2×0.4(1+0.25/252) ≈800.8kHZ
7Ts
t
量化的物理过程
量化后的信号mq(t)是对原来信号m(t)的近似
当抽样速率一定，量化级数目（量化电平数）增加并且量化 电平选择适当时，可以使mq(t)与m(t)的近似程度提高。 量化误差: mq(kTs)与m(kTs)之间的误差。 对于语音、 图像等随机信号，量化误差也是随机的，它像噪 声一样影响通信质量，因此又称为量化噪声，通常用均方误 差来度量。
把输入信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。在均匀量化中，每个量化区 数。若量化范围为（-V，+V）, 量化电平数为L，则均匀量化时的量化间隔为
Dk = D = 2V L k = 1, 2,..., L
间的量化电平均取在各区间的中点。 其量化间隔Δi取决于输入信号的变化范围和量化电平
qi是第i个量化区间的量化电平，可表示为
M () T M s ()G2H ()
m(t ) T ms (t ) H S a ( H t ) ms (t ) S a ( H t )
通信原理第5章(樊昌信第七版)
s p t sVSB t 2 cos ct
sVSB t
sp t
LPF
sd t
S p S VSB c S VSB c
S VSB
c(t ) 2 cos c t
1 M c M c H 2
SSB信号的特点
优点之一是频带利用率高。传输带宽为AM/DSB的一半：
BSSB BAM / 2 f H
因此，在频谱拥挤的通信场合获得了广泛应用，尤其在 短波通信和多路载波电话中占有重要的地位。
优点之二是低功耗特性，因为不需传送载波和另一个边 带而节省了功率。这一点对于移动通信系统尤为重要。
m
m(t ) max A0
m<1 正常调幅 m>1 过调幅
m=1 临界状态，满调幅（100）
A m(t )
A
0
A m(t )
A m(t )
A
A
t
0
t
0
t
sAM (t )
sAM (t )
sAM (t )
0
t
t
t
m 1
m 1
m 1
高调幅度的重要性！
AM
Ps m 2 (t ) PAM A02 m 2 (t )
幅度调制 频率调制 相位调制
m(t )
调制器
sm (t )
按载波信号 c(t)的类型分
连续波调制 脉冲调制
c(t )
7
本章研究的模拟调制方式：
——是以正弦信号 c(t ) A cos(c t ) 作为载波的
通信原理答案第五章
第五章5-1 已知线性调制信号表示式如下：（1）ttcωcoscosΩ，（2）tc5.01(+。
式中，Ω=6cω。
试分别画出它们的波形图和频谱图。
5-2 根据图P5-1所示的调制信号波形，试画出DSB及AM信号的波形图，并比较它们分别通过包络检波器后的波形差别。
解：5-3已知调制信号m(t)=cos(2000πt)+ cos(4000πt)，载波为cos104πt，进行单边带调制，试确定该单边带信号的表示式，并画出频谱图。
5-4 将调幅波通过残留边带滤波器产生残留边带信号。
若此滤波器的传输函数H(ω)如图P5-2所示（斜线段为直线）。
当调制信号为f/kHz)解：设调幅波[()]cosAM cs m m t tω=+，其中()m m t，且()AM DSBs Sω⇔，根据残留边带滤波器在cω处的互补对称性，从()Hω的图中得知载频cf为10kHz，由此得到载波cos20000tπ。
因此设残留边带信号为()VSBs t，且()()VSB VSBs t Sω⇔，则()()()VSB DSBs t S Hωω⇔。
由图5-3可得10.05f kHz=±时，()10.059.50.55Hω=-=；10f kHz=±时，()0.5Hω=；9.95f kHz=±时，()9.959.50.45Hω=-=；7f kHz=±时，()0Hω=。
故5-5 某调制方框图如图P5-3（b）所示。
已知()m t的频谱如图P5-3（a）所示，载频12ωω，1Hωω>，且理想低通滤波器的截止频率为1ω，试求输出信号()s t，并说明()s t为何种已调信号。
解：上支路输入信号()m t 与1cos t ω相乘产生DSB 信号（频谱的中心频率为1ω），经过理想低通滤波器（截止频率1ω）后，产生下下边带信号输出：下支路输入信号()m t 与1sin t ω相乘产生DSB 信号（频谱的中心频率为1ω），经过理想低通滤波器（截止频率1ω）后，产生另一个下边带信号输出：1()s t 与2()s t 分别与2cos t ω和2sin t ω相乘，再相加后的输出信号11211211()[()cos ()sin ]cos [()sin ()cos ]sin 22s t m t t m t t t m t t m t t t ωωωωωω=++- 即：()s t 为载频为21ωω-的上边带信号。
通信原理(第五章)模拟调制系统
n i =1
mi cos wit
有 m ˆ (t ) = å
n i =1
mi sin wit
二、幅度调制的原理（6）(VSB）
残留边带(VSB) ：信号带宽B介于单边带(SSB)信号和双边带 (DSB)信号之间。 如何确定残留边带滤波器的特性H(ω )？ 先考虑如何解调，即如何从接收信号中来恢复原基带信号？ 设采用同步解调法进行解调，其组成方框图如图5-8 输入信号为 Sm(w) = 1 [ M (w - wc) + M (w +wc)] H (w)
2 (5.1 - 24)
载波为：
s(t ) = cos wct ? S (w) p [d (w +wc) +d (w - wc)]
1 1 [ Sm(w) * S (w)] = [ M (w + 2wc) + M (w)] H (w + wc) 2p 4 1 + [ M (w) + M (w - 2wc )] H (w - wc ) (5.1 - 26) 4
max max
- [ m(t )] min +[ m(t )] min
二、幅度调制的原理（5）(SSB）
SSB信号：
在DSB调制信号的基础上，仅保留一个边带。 将图5-4中的带通滤波器设计成如图5-5b所示的传输特 性。将产生上边带信号，相应的频谱如图5-5c所示。 信号带宽B=fx，其中fx是信号的最高频率)。 如何描述？产生下边带SSB信号的理想低通滤波器可表 示为： ì 1 t >0 ï 1
sm(t ) = A0 cos wct + m(t )cos wct
Sm(w) = p A0[d (w - wc) +d (w +wc)] +
通信原理(陈启兴版) 第5章作业和思考题参考答案
5-1 设二进制符号序列为1 0 0 1 0 0 1 ，试求矩形脉冲为例，分别画出相应的单极性、双极性、单极性归零、双极性归零、二进制差分波形和四电平波形。
解 单极性、双极性、单极性归零、双极性归零、二进制差分、四电平波形分别如下图5-6(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)所示。
图5-6 波形图5-2 设二进制随机脉冲序列中的“0”和“1”分别由g (t )和-g (t )表示，它们的出现概率分别为2/5及3/5：(1) 求其功率谱密度；(2) 若g (t )为如图题5-2(a)所示波形，T s 为码元宽度，问该序列是否存在位定时分量f s = 1/T s ? (3) 若g (t )改为图题5-2(b)，重新回答题(1)和(2)所问。
图题5-2g (t )sst(a)g (t )sst(b)解 (1)随机二进制序列的功率谱密度212()(1)()()s S P f f P P G f G f =--+212[()(1)()]()S S S S m f PG mf P G mf f mf δ∞=-∞+--∑由题意知g 1(t ) = - g 2(t ) = g (t )，因此双极性波形序列的功率谱密度为()2222()4(1)()12()()S S S S S P f f P P G f f P G mf f mf δ+∞-∞=-+--∑222241()()()2525S S S S f G f f G mf f mf δ+∞-∞=+-∑式中，G (f )⇔g (t )；等式右端第一项是连续谱成分，第二项是离散谱成分。
功率()SS P f df ∞-∞==⎰()22224(1)()12()()SS SSfP P G f df f P G mff mfdf δ∞∞∞-∞-∞-∞-+--∑⎰⎰222241(1)()()2525S S S f P P G f df f G mf ∞∞-∞-∞=-+∑⎰ (2)若基带脉冲波形g (t )为()1,20,ST t g t ⎧≤⎪=⎨⎪⎩其他则g (t )的傅里叶变换G (f )为()()S S G f T Sa T f π=因为sin ()()0s S S s SG f T Sa T f T πωπ===所以由题（1）的结果可知，该二进制序列不存在离散分量1/s s f T =。
通信原理第五章xin
第五章 模拟调制系统
2、DSB信号的产生
m (t )
×
S DSB (t ) m(t ) cos c t
cos c t
第五章 模拟调制系统
例题5.1 已知载波电压uc=UCsinωCt，调制信号如图所示， fC>>1/TΩ。分别画出m=0.5及m=1两种情况下所对应 的AM波波形以及DSB波波形。
1 0 1 0
sgn( )
观察 H SSB下 ( )与 sgn( )的关系 , 可发现 1 H SSB下 ( ) [sgn( c ) sgn( c )] 2
第五章 模拟调制系统
根据希尔伯特变换的定 义
ˆ m (t )
H ( ) M ( ) j sgn( ) M ( )
属于频带信号 B 2 H
S AM ( ) m 0 [ ( c ) ( c )] 1 2 [ M ( c ) M ( c )]
第五章 模拟调制系统
2、AM信号的产生
m (t )
+
×
S AM (t ) [ m(t ) m0 ] cos c t
HSSB(ω)
c
S DSB ( )
cos c t
c
( H SSB下 )
c
c
H SSB上 ( )
第五章 模拟调制系统
以下边带滤波器为例
预备知识：希尔伯特变 换
ˆ 时域上： f (t )的希尔伯特变换记为 f (t )
H SSB下 ( )
频域上：希尔伯特变换 的转移函数 H ( ) j sgn( ) 其中 sgn( )
通过画图可知
通信原理（第七版）-樊昌信-第五章-模拟通信系统-重要知识点
通信原理（第七版）-樊昌信-第五章-模拟通信系统-重要知识点1.调制的⽬的：（1）将信号转换为适合在信道中传输的已调信号；（2）实现多路复⽤，提⾼信道利⽤率；（3）改善系统抗噪声性能；2.调制⽅法：2.1 滤波法：Sm（t）= [ m（t）· coswc·t ] * h（t）；2.2 移像法：Sm（t）= Si（t）· coswc·t + Sq（t） · sinwc·t；其中：Si（t） = m（t） * hi（t）；Sq（t） = m（t） * hq（t）；hi（t） = h（t）· coswc·t；hq（t） = h（t）·sinwct；3.AM（hi（t） = 1；hq（t） = 0）：3.1 调制框图：3.2 表达式：为了将原始信号的波形通过包络描述出来，必须将其移动到x轴之上，即：A0 >= |m（t）max| or 调幅指数：m = |m（t）max| / A <= 13.3 因为调制将信号搬移到远处，⼜因为信号频谱本⾝就有x轴左右对称，那么其已调信号带宽为：B = 2*fH3.4 看3.2得到前半部分的功率是（注意：开始m（t）功率为Pm）：后半部分类推得AM信号的平均功率：3.5 那么其调制效率或者功率利⽤率：3.6 噪声：Nt = n0/2 *2Bbpf = n0 * Bbpf = 2*n0*fm3.7 解调器输⼊噪声⽐：Si / Ni = (Ps+ Pc)/2*no*fm3.8 解调器输出：3.8.1 噪声与信号：噪声：经过低通，去直流之后，N0 = 1/4 * Ni（因为n0（t） = 1/2 * nc（t））信号：经过低通，去直流之后，S0 = 1/4 * Pm = 1/2 * Ps（因为：m0（t） = 1/2 * m（t））3.8.2 输出信噪⽐：So/No = （ 1/2 * Ps ）/（1/4 * Ni）3.9 调制增益：GAm = （So/No ）/（Si / Ni ） = 2*ps/（Pc + Ps）100%调制时候即A = |m（t）|max ：调制效率 = （A0²/2） / （A0²/2 + A0²） = 1/3调制增益 GAm = 2/3（观察3.5与3.9）3.10 门限效应：⾮相⼲解调器（包络检波）的⾮线性解调作⽤引起的，使⽤⾮相⼲解调时候，⼩信噪⽐，使得输出信噪⽐不是随着输⼊信噪⽐减⼩⽽减⼩，⽽是急剧恶化的现象；3.11 优缺点：缺点：功率利⽤率低；优点：包络检波电路简单，解调器输出信号为有⽤信号的2倍；应⽤：中短波调幅⼴播；4.DSB-SC将AM的A0给去掉，就没Pc了；4.1 信号：4.2 带宽：2*fm4.3 输⼊信噪⽐：Si / Ni = = Ps / 2*no*fm = Ps / Ni4.4 输出信噪⽐：So/No = （ 1/2 * Ps ）/（1/4 * Ni）（相⼲解调，⾳译包络不能反应m（t）了）4.5 调制增益GDsb = 24.6 调制效率：14.7 优缺点：缺点：相⼲解调电路复杂；优点：调制效率⾼；应⽤：作为SSB、VSB信号的基础；5.SSB：⽤滤波器滤出⼀个边带；5.1 信号：5.2 带宽：B = fm（因为是单边带）5.3 输⼊信噪⽐：Si / Ni = = Ps / 2*no*fm = Ps / Ni5.4 输出信噪⽐：So/No = （ 1/4 * Ps ）/（1/4 * Ni）（因为是单边带，功率减半）5.5 调制增益 GSsb = 15.6 调制效率：15.7 优缺点：优点：带宽减少了⼀半，节省发射功率；缺点：都相移pi/2很困难；6.VSB： 介于SSB与DSB的折中（哈哈，⼈⽣的⼤道理啊）6.1 信号（我们由解调器我们的解调⽅式及我们需要的信号波形，逆推出H（w）满⾜的关系式）：Svsb（w） = H（w）* SDsb（w）6.⾓度调制：6.1 ⼀般表达式：6.2 单⾳调频： 将m（t）信号表达式带⼊其FM信号的定义式⼦中去得： Δf = Kf * Am / 2pi 最⼤频偏6.2.1 带宽：6.2.2 G：（⼤信噪⽐）（⼩信噪⽐）6.2.3 预加重与去加重：预加重：因为上图，在信道噪声介⼊之前，⼈为提⾼信号的⾼频分量，使得信噪⽐上升；去加重：将⾼频噪声衰减，增强低频信号分量（因为调频⼴播中⾳乐、语⾳在低频）7.补充：。
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5.1 5.2 5.3 5.4 5.5 5.6 5.7 5.8 引言 数字基带信号的码型和波形 数字基带信号的功率谱密度 数字基带信号的传输与码间串扰 码间串扰基带传输系统的抗噪声性能分析 最佳基带传输系统 眼图 改善数字基带系统性能的措施
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（2）当连“0”个数超过3时，出现4个或4个以上连“0 串时，”则将每4个连“0”小段的第4个“0”变换为非“0”脉 冲，用符号V表示，称之为破坏脉冲。而原来的二进制码 元序列中所有 的 “1”码 称为信码，用符号B表示。当信码 序列中加入破坏脉冲以后，信码B与破坏脉冲 V 的正负极 性必须满足如下两个条件： ① B 码和 V 码各自都应始终保持极性交替变化的规 律，以确保编好的码中没有直流成分； ② V 码必须与前一个非零符号码（信码B）同极性， 以便和正常的 AMI 码区分开来。如果这个条件得不到满 足，那么应该将四连“0”码的第一个“0”码变换成与V 码同 极性的补信码，用符号 B'表示，并做调整，使 B 码和 B' 码合起来保持条件①中信码（含B 及 B'）极性交替变换的 规律。
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图5-2 数字基带传输系统各点波形 《通信原理课件》
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1 单极性不归零（NRZ）码 设消息代码由二进制符号“0”、“1”组成，则单极性不 归零码如图5-3（a）所示。这里，基带信号的零电位及正 电位分别与二进制符号的“0”及“1”一一对应。可见，它 是一种最简单的常用码型。 2、双极性不归零（NRZ）码 图5-3（b）所示的代码是双极性不归零（NRZ）码，其 特点是数字消息用两个极性相反而幅度相等的脉冲表示。 其与单极性码比较有以下优点： （1）从平均统计角度来看，消息“1”和“0”的数目各占 一半，所以无直流分量。 （2）接收双极性码时判决门限电平为零，稳定不变，因 而不受信道特性变化的影响，抗噪声性能好。
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5.4 数字基带信号的传输与码间串扰
5.1节定性介绍了基带传输系统的工作原理，初步了解 码间串扰和噪声是引起误码的因素。本节我们进一步分析 数字基带信号通过基带传输系统时的传输性能。
5.4.1 码间串扰
数字基带信号通过基带传输系统时，由于系统（主要是信道） 传输特性不理想，或者由于信道中加性噪声的影响，使收端 脉冲展宽，延伸到邻近码元中去，从而造成对邻近码元的干 扰，我们将这种现象称为码间串扰。如图5-9所示。
（3）可以在电缆等无接地的传输线上传输。
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3、单极性归零（RZ）码 单极性归零码是在传送“1”码时发送一个宽度小于码元 持续时间的归零脉冲，而在传送“0”码时不发送脉冲，如 图5-3（c）所示。设码元间隔为Ts，归零码宽度为 ，则/ Ts 称 为占空比。 4、双极性归零（RZ）码 双极性归零码的构成与单极性归零码一样，如图5-3（d） 所示。这种码型除了具有双极性不归零码的一般特点以外， 还可以通过简单的变换电路变换为单极性归零码，从而可 以提取同步信号。因此双极性归零码得到广泛的应用。 5、差分码 这种码型的特点是把二进制脉冲序列中的“1”或“0”反
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3、PST码 PST码的全称是成对选择三进码。其编码规则是：先将 二进制码元划分为2个码元为一组的码组序列，然后再把每 一组编码成两个三进制码（+-0）。因为三进制数字共有9 种状态，故可以灵活地选择其中的四种状态，表5.2-1列出 了其中最为广泛适用的一种格式。为防止PST码的直流漂 移，当在一个码组中仅发送单个脉冲时，两个模式应交替 使用。 4、双相码 双相码又称Manchester码，即曼彻斯特码。它的特点是 每个码元用两个连续极性相反的脉冲来表示。
映在相邻信号码元相对极性变化上，是一种相对码。
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6、多值波形（多电平波形） 前述各种信号都是一个二进制符号对应一个脉冲。实际 上还存在多个二进制符号对应一个脉冲的情形。这种波形 统称为多值波形或多电平波形。例如若令两个二进制符号 00对应+3E，01对应+E，10对应-E，11对应-3E，则所得波 形为4值波形，如图5-3（f）所示。由于这种波形的一个脉 冲可以代表多个二进制符号，故在高速数据传输中，常采 用这种信号形式。
上述的“圆滑”，通常被称为“滚降”。
定义滚降系数为
B2 BN
（5.4-19）
其中BN是无滚降时的截止频率， B2为滚降部分的截止频 率。显然， 0≤α≤1
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图5-14 滚降特性的构成
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图5-15 余弦滚降系统
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余弦滚降特性的实现比理想低通容易得多，因此广泛应 用于频带利用率不高，但允许定时系统和传输特性有较大 偏差的场合。
[例5.4.1] 设某数字基带传输系统的传输特性H(ω)如图 5-16所示。其中α为某个常数（0≤α≤1）。 （1）试检验该系统能否实现无码间串扰传输？ （2）试求该系统的最大码元传输速率为多少？这时的 系统频带利用率为多大？
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图5-9 基带传输中的码间串扰 《通信原理课件》
5.4.2 码间串扰的数学分析
数字基带信号的传输模型如图5-10所示。
图5-10 基带传输系统模型 《通信原理课件》
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图5-11 消除码间串扰的原理
消息代码 1 0 0 0 1 1 1 0 1
AMI码
+1
0
0
0
-1
+1
-1
0
+1
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AMI码的优点是：不含直流成分，低频分量小； 编译码电路简单，便于利用传号极性交替规律观察误码情 况。鉴于这些优点，AMI码是ITU建议采用的传输码型之一。 AMI码的不足是，当原信码出现连“0”串时，信号的电平长 时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题 的有效方法之一是采用HDB3码。 2、HDB3码 HDB3 码的全称是3阶高密度双极性码，它是AMI码的一 种改进型，其目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点， 使连“0”个数不超过3个。其编码规则如下： （1）当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规 则编码，即传号极性交替；
图 5-1数字基带传输系统
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抽样判决器首先对接收滤波器输出的信号y(t)在规定的时 刻进行抽样，获得抽样值序列y(kTS) ，然后对抽样值进行 判决，以确定各码元是“1”码还是“0” 码。抽样值序列 y(kTS)见图5-2（g）所示。 码元再生电路的作用是对判决器的输出“0”、“1”进行原 始码元再生，以获得图5-2（h）所示与输入波形相应的脉 ' 冲序列{d k } 。 同步提取电路的任务是从接收信号中提取定时脉冲cp， 供接收系统同步使用。 ' 对比图5-2（a）、（h）中的 {d k } 与{dk} 可以看出，传输 过程中第4个码元发生了误码。产生该误码的原因之一是信 道加性噪声，之二是传输总特性（包括收、发滤波器和信 道的特性）不理想引起的波形畸变，使码元之间相互串扰， 从而产生码间干扰。
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5、密勒（Miller）码 密勒码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。编码 规则如下：“1”码用“10”或“01”表示。“0”码分两种情 形处理：对于单个“0”时，用“11”或“00”表示。要求在 码元持续时间内不出现跃变，且与相邻码元的边界处也不 跃变；对于连“0”时，用“00”与“11”交替。要求在两个 “0”码的边界处出现跃变。 6、CMI码 CMI 码是传号反转码的简称，其编码规则为： “1”码 交替用“00”和“11”表示；“0”码用“01 ” 表示。CMI 码 的优点是没有直流分量，且有频繁出现波形跳变，便于定 时信息提取，具有误码监测能力。
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图5-16
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图5-17 抗噪声性能分析模型
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设判决电路的判决门限为Vd，判决规则为
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图5-4 基带随机脉冲序列及其分解波形 《通信原理课件》
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图5-5 单极性不归零信号图5-6 单极性不归零信号的功率谱
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图5-7 单极性归零信号
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图5-8 单极性归零信号的功率谱
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综上所述，通过对数字基带信号的二进制随机脉冲序列 功率谱的分析，我们一方面可以根据它的连续谱来确定序 列的带宽，从上述举例可以看出，当数字基带信号用矩形 脉冲表示时，其带宽为连续谱的第一零点带宽；另一方面 利用它的离散谱是否存在这一特点，可以明确能否从脉冲 序列中直接提取定时分量和采取怎样的方法可以从基带脉 冲序列中获得所需的离散分量。这一点，在本书第十章研 究位同步、载波同步等问题时将是十分重要的。 需要指出的是，以上的分析方法，由于g1(t)和g2(t)的波 形没有加以限制，故即使它们不是基带信号波形，而是数 字调制波形，也将是适用的。
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5.2.2 基带波形的形成
在选择了合适的码型之后，尚需考虑用什么形状的波 形来表示所选择的码型。上面介绍的各种常用码型都是以 矩形脉冲为基础的，我们知道矩形脉冲由于上升和下降是 突变的，其低频分量和高频成分比较丰富，占用频带也比 较宽。如果信道带宽有限，采用以矩形脉冲为基础的码型 进行传输就不合适，而需要采用更适合于信道传输的波形， 譬如采用变化比较平滑的以升余弦脉冲为基础的脉冲波形。 这样就有一个如何由矩形脉冲形成所需要的传输波形的问 题。本章后面几节将介绍的奈奎斯特准则的思想是将发送 滤波器、信道、接收滤波器三者集中为一总的基带传输系 统，进而对其基带传输系统的特性和接收响应的波形提出 严格的要求，目的是消除在抽样判决时出现的码间干扰。