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反激电源的控制环路设计

反激电源的控制环路设计反激电源（Flyback Power Supply）是一种常见的开关电源拓扑结构，具有简单、高效、成本低等特点。

为了实现对反激电源的控制，需要设计一个有效的控制环路。

本文将从反激电源基本原理出发，详细介绍反激电源控制环路的设计过程。

首先，我们需要了解反激电源的基本原理。

反激电源由输入电压Vin、开关管、变压器、输出电容和负载组成。

工作原理是：当开关管导通时，电流从输入电压Vin经过变压器的一侧流入负载和输出电容，此时储能；当开关管关断时，储存的能量通过变压器的另一侧传导到输出端，输出电压为Vo，这样实现了电能的转换。

在这个过程中，控制开关管的导通和关断时间，就可以实现对输出电压的调节。

为了实现对反激电源的控制，我们首先需要设计一个反馈回路。

反馈回路的功能是测量输出电压，产生一个误差信号，根据误差信号调整开关管的导通时间，使输出电压稳定在设定值。

一般使用光耦隔离器将输出电压转换为电流信号，然后经过一个反相器产生一个与设定值相反的误差信号。

误差信号经过一个比例放大器进行放大，控制开关管的导通时间。

反馈回路的另一个重要组成部分是输出电流保护。

输出电流保护的作用是在负载过大时，自动调整开关管的导通时间，保护开关管和变压器不受损坏。

输出电流保护通常是通过测量输出电流并与设定值进行比较来实现的。

当输出电流超过设定值时，反馈回路会产生一个错误信号，通过控制开关管的导通时间来限制输出电流。

另外一个关键的设计是切换频率控制。

切换频率是指开关管导通和关断的频率。

切换频率的选择要根据应用的需求和设计的约束来确定。

通常有两种选择：固定频率和变频。

固定频率可以简化控制电路的设计，但固定频率可能会导致开关管和变压器在工作时产生噪声。

变频可以减小噪声，但会增加电路的复杂性。

最后，还需要考虑反激电源的保护机制。

保护机制的设计目的是保护电源和负载不受损害。

常见的保护机制包括过压保护、过流保护、过温保护等。

这些保护机制可以通过传感器测量电压、电流和温度，并与设定值进行比较来实现。

反激开关电源设计之环路分析

反激开关电源设计之环路分析频域分析是开关变换器的设计难点，困扰着不少电源工程师，芯朋微技术团队从工程应用、理论建模和软件仿真三方面入手，结合最新的反馈控制技术，为大家揭开反激开关电源频域分析设计的神秘面纱！1SSR与PSR架构对比SSR直接采样输出电压，无静差控制；PSR采样供电绕组，估算输出电压，有静差控制。

SSR对变压器工艺要求不高；PSR对变压器工艺要求高，通常需要R3减小漏感振荡和R2加速断开VDD回路。

SSR环路补偿器外置；PSR环路补偿器集成于芯片。

SSR环路不稳通常由环路补偿器设置不当引起；PSR环路不稳通常由采样引起。

2闭环系统稳定条件闭环系统稳定的条件是开环传递函数T cPvK不为-1，在伯德图上定义了相位裕量和增益裕量来判断稳定性。

3稳定性判断方法建模法利用状态空间平均法或电路平均法推导出系统各个环节的传递函数，用相关软件绘出开环传递函数的Bode图。

仿真法利用仿真软件的AC Sweep功能，扫描出开环传递函数的Bode图。

测量法利用频率响应分析仪在电源反馈回路注入不同频率信号调制变换器，并获取电源输出端的响应信号，从而测量出开环传递函数的Bode图。

4控制对象建模 PWM调制PWM控制：固定开关频率，调整导通占空比控制输出电压。

功率管的开通时刻由内部时钟决定，当Ip电流等于参考电流Ipref(电压环产生)时关断功率管。

利用平均法可推导出控制对象传递函数：CCM控制对象PvDCM控制对象PvPFM调制PFM控制：固定Ipref，调整开关频率控制输出电压。

利用电路平均法可推导出控制对象传递函数：DCM控制对象5环路补偿器6SSR与PSR稳定性对比SSR由于环路补偿器外置，且采样环节工作在线性区，可通过FRA法，准确得到开环传递函数Bode图；PSR由于环路控制器集成，且反馈回路工作在强非线性区(脉冲采样变压器辅助绕组，估算输出电压)，FRA法不再适用。

SSR控制对象只有90度相移(忽略高频右半平面零点)，但叠加环路补偿器的纯积分的90度相移，存在不稳定可能(-180度)，需靠合理设计零点来提升相位裕量和增益裕量；PSR环路补偿器由于没有纯积分，开环传递函数达不到180度相移，不存在环路上的不稳定情况(假定芯片内置极点合理)。

反激电源的控制环路设计

反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。

电源中遇到の零极点。

注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。

二电源控制环路常用の3种补偿方式。

（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。

其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。

（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。

如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。

（3）三极点，双零点补偿。

适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。

三，环路稳定の标准。

只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。

但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。

如下图所示具体关系。

所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。

如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。

幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。

由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。

四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。

反激式开关电源的环路补偿设计与应用

反激式开关电源的环路补偿设计与应用摘要反激式开关电源工作的稳定性与其反馈环路有很大的关系，若反馈环路系统没有足够的幅值、相位裕度，开关电源工作将会不稳定且出现输出振荡。

文章基于TNY278芯片开关电源的环路补偿设计为例，详细分析了其环路补偿电路，根据分析验证，总结出该方法不仅能有效控制整个环路的稳定性而且可以降低输出振荡，满足设计要求。

关键字反激式开关电源相位裕度幅值裕度环路补偿穿越频率Design and application of loop compensation for flyback switching power supplyYE Zhenxiong XU Wenyi CHENYouzhang MAZhengxian(TCL air conditioner (Zhongshan) Co., Ltd Zhongshan,Guangdong 528427)Abstract The stability of flyback switching power supply is closely related to its feedback loop. If the feedback loop system does not have enough amplitude and phase margin, the switching power supply will be unstable and output oscillation will occur. Based on theTNY278 chip switching power supply loop compensation design as an example, detailed analysis of the loop compensation circuit, according to the analysis and verification, summed up the method can not only effectively control the stability of the whole loop, but also reduce the output oscillation, meet the design.Keywords Flyback switching power supply Phase margin Amplitude margin Loop compensation Crossing frequency引言随着半导体行业的发展，开关电源的应用场合不断拓宽。

反激式开关电源的环路分析与设计

反激式开关电源的环路分析与设计环路设计直接影响到电源的性能[1]，本文以最常用的反激电源为例，分析了环路稳定的条件以及环路设计的方法，并通过实验验证了该方法的可行性。

1 反激电源环路与常见环节的分析反激式电源的系统模型如图1 所示[2]。

其中KPWM 和KLC 为功率部分放大倍数，KLC 表示次级等效电感与滤波电容构成的滤波器的放大倍数，Kfb 是反馈分压部分的放大倍数，Vref 是参考电压，Kea 是误差放大器的放大倍数，Kmod 是调制器的放大倍数。

可以得到开环传递函数为：反馈系统稳定一般要求其开环传递函数的幅相频特性曲线小于等于-10 dB 的幅值裕度和45°~60°的相位裕度。

在低频段有较高的增益以保证输出电压的精度，在中频段有较高的频率范围以加快系统的响应速度，在高频段有较快的衰减速度，以抑制高频纹波[3]。

在反激电源中，当一个电源基本参数确定时，KPWM、KLC、Kfb、Vref、Kmod 也相应确定，系统的开环传函只能通过误差放大器Kea 来调节。

调节误差放大器Kea 实际就是调节系统零极点的个数及其分布位置，以满足系统需要的相位裕度和幅值裕度。

在实际设计时，先画出除了误差放大器之外部分的伯德图，根据需要确定合适的补偿器类型，计算补偿器参数，并进行实际电路调试，以确定最优的补偿参数。

本文以一款多路输出电源为例，分析了电源功率部分和环路的设计过程。

参考文献[1] PRESSMAN A.Switching and linear power supply，power converter design[M].Switchtronix Press，Waban，Mass，1997.[2] BASSO C.Switch mode power supplies：SPICE simulations and practical designs[M].McGraw- Hill，2008.[3] BASSO C.Transient response counts when choosing phase margin[J]. Power Electronics and Technology，2008(11)：18-21.[4] KOLLMAN R，BETTEN J.Closing the loop with a popular shunt regulator[J].Power Electronics。

电流模式控制反激变换器反馈环路的设计

电流模式控制反激变换器反馈环路的设计首先要搞清系统稳定所必需的几个条件：系统稳定的原则：A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。

高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。

实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。

B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。

45度为相位裕量。

当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。

C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。

因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。

要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。

要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念：1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。

每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。

系统的增益即为各环节部份增益的乘积。

增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。

传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。

通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。

2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。

3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。

第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。

反激式开关电源电路设计

反激式开关电源电路设计一、反激式开关电源的基本原理1.输入滤波电路：用于对输入电压进行滤波，消除噪声和干扰。

2.整流电路：将输入交流电压转换为直流电压。

3.开关变压器：通过变压器实现电压的升降。

4.开关管：通过快速开关控制电源的输出。

5.输出滤波电路：对输出电压进行滤波，减小纹波。

二、反激式开关电源的设计步骤1.确定需求：首先需要确定设计要求，包括输出电压和电流、负载稳定性要求、效率要求等。

2.选择开关管和变压器：根据需求选择合适的开关管和变压器，考虑其最大工作电流和功率损耗。

3.转换频率的选择：根据应用的具体要求，选择合适的转换频率。

较高的频率可以减小变压器的尺寸，但也会增加开关管的功耗。

4.控制电路设计：设计开关管的控制电路，包括驱动电路和保护电路，确保开关管的正常工作和保护电路的可靠性。

5.输出滤波电路设计：设计输出滤波电路，用于滤除输出电压中的高频噪声和纹波，提高稳定性和负载能力。

6.开关电路设计：设计开关电路，确保开关管的快速开关和可靠性。

7.其他辅助电路设计：如过温保护电路、过流保护电路等。

8.电路板布局和布线：根据电路设计和要求进行电路板布局和布线，提高电路的可靠性和稳定性。

9.电路仿真和调试：使用仿真软件对设计的电路进行仿真分析，并进行实际的电路调试，确保电路的可靠性和稳定性。

三、反激式开关电源设计的注意事项1.高效率设计：选择合适的元件和电路设计，减小功率损耗，提高电源的整体效率。

2.稳定性设计：考虑负载稳定性的要求，选择合适的控制策略和滤波电路，提高电源的稳定性和负载能力。

3.保护设计：考虑过温、过流、短路等保护功能的设计，保护电源和负载器件的安全。

4.电磁兼容设计：反激式开关电源中产生的高频噪声易对其他电子设备产生干扰，需要采取适当的电磁屏蔽和滤波措施。

5.安全性设计：合理设置安全保护电路和安全措施，确保电源在故障情况下能够及时切断电源，保护用户的安全。

通过以上步骤和注意事项，可以设计出一台高效、稳定、安全的反激式开关电源，满足不同应用领域的需求。

反激式开关电源电路设计(毕业设计).docx

第一章开关电源设计任务书 (1)1.1课程设计的目的 (1)1・2课程设计的要求 (1)1.2. 1 题目 (1)1.2.2设计装置的主要技术数据 (1)1.2.3课程设计主要内容 (2)1.2.4课程设计的要求 (2)1.3课程设计报告的基本格式 (2)第二章总体方案的确定 (3)2.1反激式开关电源的介绍 (3)2.2 UC3842开关电源简介 (4)2.2.1 UC3842内部工作原理简介 (4)2.2.2 UC3842的使用特点 (6)2.23 UC3842组成的反激式开关电源 (6)2.3 总体方案的确定 (7)第三章具体电路设计 (8)3.1 EMI滤波电路 (8)3.2整流滤波电路的设计 (9)3.3高频变压器的设计 (10)3.4控制电路的选择 (17)3.5反馈电路的设计 (18)3.5.1 电压反馈电路 (18)3.5.2 输出电流反馈 (18)3.6保护电路的设计 (19)3.6.1 输出电压保护电路 (19)3.6.2输入欠压过压保护 (20)3.7输出整流滤波电路设计 (21)第四章个人心得体会 (22)附录1重薄膜绝缘导线参数.............................................. *23附录2设计完整电路图............................................... 附大图致谢. (24)参考文献 (24)第一章开关电源设计任务书1.1 课程设计的目的通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的：1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。

2、培养学生综合分析问题、发现问题，特别是解决问题的能力。

3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。

4、培养学生运用仿真工具的能力。

5、提高学牛课稈设计报告撰写水平。

1.2 课程设计的要求1.2.1题目题目：反激式开关电源电路设计注意事项：①学生也可以选择规定题目方向外的其他开关电源电路设计。

(完整word版)反激电路

一、单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。

工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

3、工作波形工作波形如下：连续工作模式：断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1）连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2）而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1））（1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10）将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13）将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。

反激电路设计

反激电路设计
嘿，朋友们！今天咱来聊聊反激电路设计这档子事儿。

你说这反激电路啊，就好比是一场精彩的表演。

在这个舞台上，各种电子元件就是演员，它们要相互配合，才能演出一场完美的大戏。

咱先看看变压器，这可是个重要角色啊！它就像一个神奇的魔法盒子，能把电压变来变去。

你想想，要是没有它，那这场戏还怎么演下去呀！
还有那些电容和电阻，它们也都有自己的戏份呢！电容就像个能储存能量的小仓库，啥时候需要能量了，它就能立马释放出来。

电阻呢，就像是个把关的，控制着电流的大小，可不能让电流乱跑呀！
设计反激电路可不简单哦，就跟盖房子一样，得一步一步来，每个细节都不能马虎。

你得考虑元件的选型吧，这可不能随便选，得根据实际需求来。

要是选错了元件，那不就跟盖房子用了劣质材料一样，说不定啥时候就塌了呢！
然后就是布线啦，这可真是个技术活。

你得把那些线布置得整整齐齐，不能乱糟糟的。

不然到时候出了问题，你都不知道从哪儿开始找原因。

咱再说说调试吧，这就像是给这场表演做最后的彩排。

你得仔细观察每个元件的工作状态，看看有没有异常。

要是有问题，就得赶紧调整，不然等正式演出了可就来不及啦！
反激电路设计在很多地方都能派上用场呢，像咱家里的各种电器，里面说不定就有它的功劳。

你说神奇不神奇？
所以啊，朋友们，可别小瞧了这反激电路设计。

它虽然看起来复杂，但只要咱用心去学，去钻研，肯定能掌握它的奥秘。

咱就好好地在这个电子世界里闯荡一番，让这些电路都乖乖地听咱的指挥，为我们的生活带来更多的便利和精彩！这难道不是一件很有意思的事情吗？反正我是这么觉得的，你们呢？。

高PF反激临界模式开关电源的环路设计

对环路中各级的传递函数进行了定性分析和定量计算，而给出了环路的补偿电路。通过选择合适的相位裕量来保进证系统的稳定性，并通过图解法验证了该环路可以使系统具有较好的稳定性。
关电源不仅可以实现低压输出而且可以实现高低压的电器隔离，而提高了电源的安全性。文中主要对基于Ｌ５１的进６６临界模式下高ＰＦ反激式开关电源的环路设计进行了论述，其中反馈回路由Ｐ８７和Ｔ４１组成．中对环路的补偿Ｃ１ＡＬ３文设计电路进行了定性分析和定量计算．过选择合适的相位通
ｔｅＭ（ａｓｉｏｅ，ｎｔｉｐｐｒｐｏｉｅｅｒｎｆｒｕｃｉｆｌｌｖｌｉｅｏｐａｄｇｅｅｈｕｌａｉｈＴｔｎｉｏｍｄ）ｉｈｓａｅ，ｒｖｓｈａｓｎｔｎｏｌｅｅｔｏｎｉｓｈｍｔｅａｉｔｅｒｔｎｄｔｔｅｆｏａｓｎｈｌｖｔｑｔｖ
ａａｙｉｎｕｎｉｔｅｃｃｌｔｎｉａｌｉｅｈｏｅｓｔｎｃｒｕｔｆｈｏ．ｙｓｌｃｉｇｔｅｆｇｔｈｓｏｅｓｒｎｌｓｓａｄｑａｔａｉａｕａｉ，ｆｌｙｇｖｓｔｅｃｍｐｎａｉｉｉｏｅｌｐＢｅｅｔｈａｅｔｎｕｅｔｖｌｏｎｏｃｔｏｎｈｉｐ

反馈环路设计

反馈环路设计稳定的反惯坏豁对开关电源來说是非帘W要的，如果没冇足够的相位裕反和梆值裕度,电激的动念性徒就会徇塑或丹出现输川推胡・卜而先介绍了控制坏滋分析里面必須川対的齐种第极点的幅频和相频特忤;然后对址和II的反懺调幣盎TL431的总税点特忤进行分析;TOPSWITCH«：市场匕广泛应用的反激式电激的褂能若比它的控制方式址比较!丄余的电用型控制，为广力便般使用者点集成了•部分补12功能浙以很多工程师不涓晰它的整个环W.MV；运用I:而的理论分析•个TOPSWITCH设计的电激，对它的环路的毎个祸分进行了解制JJ以ttTffi师更好地应用TOPSWfTCH及解浪没计中遇到的坏於何瘪波特图址分析歼关电激押制坏滋的•个有力工J1它MjiittUSb的褊频和相频响应的计并变成简敢的加减法，持別足使用沿近线近似以后•只需耍计F 渐近线改变方向点的値.Vo 1Vi~ l^sRC%」增銘按・2OdB加倍频丹卜鼻，•相位近IU按《45力0侪如刃卜降.址人相移为・90。

Vo RKl^sRC) r 1——=——------- (0 —-------17 R 2TI RC增益按20dB/10倨频円上升川位近似按45710 I：升川人总相移为90-单零点响应:右半平而零点:Vo $右半平而零点楚反懑和BOOST电路巴而待仃的现©用益按2OdB/lO倍频f¥匕升川位近似按-45W0倍频程卜降，总相移为£0。

”半平面笑点址儿乎无法补偿的•做没计时尽1ft把其频率提升或降乂带宽双极点咱应:Vo_ ________ 1 ______Vi 1+s/(Qajo) + (# 伽)2 血"时摄Q=R氓K = -^Q值肚电酬的出倾因歌过了诫换点后用益按SSB/g ffi丙ft!卜附相仪依Q仪的不同有不同的变化冷g値越心相位变化越別烈,在谐按点相付足•90： JR大总相移沟・180,sms低Q值的双极点响应［小当Q«0.5时Vo 1 八1- = ------------- Jo 2 ---- { 肝(1 +二(1+丄).2兀亦ai cole"2冗它血2~2莎米吕Q值是电豁的川2足负戎电川，“足电瑕的电乩电容的ESR,廉流笛肌和代农05心稅耗和的合成电分的AC/DC电游川I耗较爲•股Q值很难大f 3.当a值较低时(Q«05)r««点响应会邈化为两个单极点响应，如上fflffizji.TL431用输出供电肘的零报点特性TL431足歼关电激次级反懺业常用的堆強和洪连妝大潯件丿U供电方咒不何对它的传递祈&创H大的彩响，而以洲的分析资料常常忽HS这点.卜而分析帘见的供电和输lllftttl接在一起时的传递沼数.7 Vo-VI 5 RZsJlapto = ------ V\ = ------------ V o- 島尺1丄+巩尺 + j?i)c louto 1 + s(R + Ri)C 把门带入前面的公式ropto=—帀；卡-——sRIRhC JoIrfaLR\交流分析等效电路sBIRhC1 15沖旳在输唤“电沁"唤2诧"1)C '而不疋2曲•剛使没有R,只接•个C的情况人爭点还是存在■如杲R1远大十R罟点的位置主要有反馈网络的上分压电阻决定.为了抑制输出的开关紋液■有时在后面加个LC濾沈如卜而TOP245Y电滅的L2r C8,H谐抿频率般欠約为幷关频率的WO-WO左右；这个频率通亦远大于反惯同路的带宽庆彤响町以忽略.56入-J~Kpivr 11J~Me i •输岀反滋电压控叙方式反琳路其幵环($递函数为K=(Kmod • Kpwr * Klc ♦Kft)rKea=Ki<KeaKpv/r楚功率即分,Klc足输出LC就波卻分,Kfb iLfM分爪乩分,Kea足反懺补偿部分和丸耦鬲分,Kmod足调制器舖分，在做补偿设计以也先计貝出除Kea 外aflffl分的频奉特忆然方计如II K"KH2d・ Kpwr・ KlLKfb的频宅特他根t«实S愴况确定出滿婪的设计目标Kea,然A；通过设il TL431的相应补卷来完成Kea的鉴求.站介上而的媒理图我们来计#•在115VAC%入时存个即分的【丄如&tfiVinslSSV.VOUtslZV, C6f C7 ESR=5OmQ,负R=4.8G, 0 = 81%由⑵叫fel：Np=58T, NS=6T, Lp=827uH, Vor=120V,Vd$=5.2Vvor足次级反射到初级的电H；,9为初级绕组电级,is为次级绕组电瑕,D为占空比.则:2:,:Li>=8.85uH. I)=VorVin^- Vor-=0.48下而我门将用上而的堆础知识来分析个典型的TOPSWITH电激的號创坏路，这楚•个宽园输入,12V25A箝出的个反激电魄躱理图如下:下而为反酒电爪方式的反馈环禺图:功率儒分和输出LC 法波祁分林i号传递由汝⑸竺=£如严Ns 、水厂+存1-不)d (1 - oy Np* \ | /1 1创=歳=0^560 = 3皿心加(2补泅皿 &臬电容自身的E$R 形成的零点的频率。

反激某电源地控制环路设计

反激某电源地控制环路设计在电源地控制环路的设计中，我们常常希望能够有效地实现对电源的反激，以便更好地保护电源以及与之相关的设备。

下面我将从整体架构、控制策略、保护机制等方面进行详细阐述。

首先，电源地控制环路设计的整体架构是关键。

我们通常采用反激式电源，其中包括输入滤波器、整流电路、能量存储元件、开关元件以及输出滤波器等主要模块。

在设计中，我们需要考虑这些模块之间的互动关系，合理地安排它们的位置和连接方式，以确保整个电源地控制环路能够正常运行并有效反激。

其次，控制策略是电源地控制环路设计中的核心部分。

我们需要选取合适的控制器，并设计恰当的控制算法，以实现对开关元件的控制，以及对输出电压和输入电流的精确调节。

常见的控制策略包括比例积分控制（PI控制）、平均电流模式控制（Average Current Mode Control）等。

我们可以根据具体需求进行选择，并结合实际情况进行调试和优化。

此外，保护机制也是电源地控制环路设计中的重要部分。

我们需要考虑电源过流、过压、过温等异常情况，并设计适当的保护电路来保护电源和相关设备的安全运行。

常见的保护机制包括过流保护、过压保护以及温度保护等。

这些保护机制通常需要在设计中考虑到，并在控制策略中实现对其的检测和触发。

在实际的电源地控制环路设计中，我们还需要考虑一些其他因素。

例如，设计人员应该充分了解相关的电源规范和标准，并确保设计符合相应的要求。

此外，选择合适的元件也是至关重要的。

例如，在开关元件的选取中，我们需要考虑其功率损耗、开关速度等因素，以及与之匹配的驱动电路的设计。

同时，合理地进行功率分配和散热设计也是需要注意的。

总结起来，反激电源地控制环路设计需要合理地设计整体架构，选取适当的控制策略，并设计相应的保护机制。

我们还需要考虑其他因素，如电源规范、元件选取、功率分配和散热设计等。

通过综合考虑这些因素，并进行详细的设计和调试，我们可以实现一个有效地反激电源地控制环路，并保护电源和相关设备的安全运行。

反激开关电源431+光耦环路设计

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基于UC3842的反激式开关电源的控制环路设计

基于UC3842的反激式开关电源的控制环路设计反激式开关电源的控制环路设计(基于UC3842)2009-08-10 20:34基于UC3842的反激式开关电源的控制环路设计刘武祥，金星，刘群中国地质大学(武汉)，湖北武汉 4300742008-07-24摘要:电流控制型脉宽调制芯片UC3842已广泛应用于反激式开关电源的设计中，通过一实例给出反激式开关电源控制环路的一般设计方法。

关键词:UC3842 开关电源控制环路在开关电源的设计过程中，控制环路设计的优劣直接关系到系统的稳定与否，因此设计一个优良的控制环路，对开发一个开关电源系统是至关重要的。

开关电源的控制方式有电流控制方式和电压控制方式两种。

电源系统的传递函数随控制方式的不同而有很大差异,因此在环路设计分析时,应独立分开。

本文对基于UC3842构建的开关电源的控制环路进行设计分析，论述开关电源电流型控制环路设计的一般方法。

1 UC3842简述UC3842是美国Unltmde公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，其内部结构及基本外围电路如图1 所示,它集成了振荡器、具有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路及PWM 锁存器电路。

其应用实例如图2所示，输入为85V,265V交流，输出为12V/5A，初级电感量为370?滋H，初级匝数为40T，次级匝数为5T，开关频率为100kHz。

启动电路由R105和C103构成,C103经过R105充电到16V时,UC3842有输出信号,使MOS管Q1导通,能量存贮在变压器T1中,T1的一次测电流通过电阻R5检测并与UC3842内部提供的1V基准电压进行比较,当达到这一电平时,开关管Q1关断,所有变压器的绕组极性反向,输出整流二极管正向偏置,存储于T1中的能量传输到输出电容器中。

启动结束后,输出电压信号经光耦回送到误差放大器的反向端(脚2)与UC3842内部的25V基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度,从而改变输出电压以实现对输出电压的控制。

反激电源的控制环路设计

反激电源的控制环路设计反激电源（flyback power supply）是一种常用的开关电源拓扑结构。

反激电源的控制环路设计关键是根据电源的输出要求和负载特性来选择合适的控制策略，并确定合适的控制器参数。

本文将从控制策略和参数选择两个方面来进行详细探讨。

一、控制策略选择1.常规PWM控制：反激电源最常用的控制策略是基于脉冲宽度调制（PWM）的控制。

PWM控制可以通过改变开关管的导通时间来调整输出电压的大小。

可以选择常规的固定频率PWM控制，也可以选择可变频率PWM控制。

固定频率PWM控制简单且稳定，但效率稍低；可变频率PWM控制可以根据负载需求自适应调整频率，提高了效率，但控制复杂度更高。

2. 反馈控制：反激电源还可以根据输出电压的变化来进行反馈控制。

一种常用的方法是采用电流反馈控制策略，通过感测输出电流进行控制。

可以选择基于电流模式控制（current mode control）或者谐振模式控制（resonant mode control）。

电流模式控制具有抗负载波动能力强、稳定性好的特点，但谐振模式控制在高频率应用中效果更好，可提高效率和功率密度。

3. 工作模式控制：反激电源可采用不同的工作模式，如连续导通模式（continuous conduction mode, CCM）和断续导通模式（discontinuous conduction mode, DCM）。

CCM模式适用于大功率和高转换比应用，具有较小的波动度和较好的调整能力；而DCM模式适用于低功率和低转换比应用，具有简单的控制方案和较高的效率。

4.变压器设计：反激电源中的变压器设计对于控制环路的稳定性和性能至关重要。

变压器的选择应综合考虑输出功率、输入电压范围、输出电压波动和负载特性等因素，合理设计变压器的绕组比例、电感大小和匝数等。

二、参数选择1.参考电压设置：参考电压是控制器的基准电压，用于与反馈信号进行比较。

参考电压的选择应根据输出电压的需求和对稳定性的要求来确定。

反激电源设计及应用之六控制环路设计

作为应用工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路.一些基本知识,零,极点的概念示意图:这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE做仿真很有用,可以直接套用此图.传递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数.bode图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化.通过对boost和buck-boost建模分析可知，传递函数中含有这样一个零点：随着频率的增加，增益会增加，但相角是减小的。

这个极点无法补偿，只能在设计上避开，即降低带宽。

单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑.注:2,3中公式里面根据实际情况有些简化.一般C2<针对((整个环路的直流增益在低频时越高越好,这样一是可以抑制输入电压的低频噪声,如您所说的市电100Hz;二是可以使得输出电压相对于参考电压的直流误差减小.零极点的主要作用就是为了增加低频时的增益.))提出一点我的疑惑:C1和R2串联是用来抑制低频时的100HZ纹波的,在低频时增益是Xc1/R1,也就是1/(R1C1s),增加了一个零极点,BODE图中幅频特性曲线应该是-20DB,增益应该变小才对啊?在Fz=1/2pi*R2*C1处才变为0DB的.这里为什么极点被大家作为零点理解了?见feedback loop stabilization我错在那里啊?wochCHr“也就是1/(R1C1s),增加了一个零极点”,应该是1/(R1C1s)增加了一个在原点的极点,零点就是零点,极点就是极点,不能混淆.关于-20Db,下面的英文是说往低频时是20DB,增益增大,而我们一般说-20DB是指往高频方向,增益减小,是一样的.上图R1C1形成一个极点,理论上在原点,但受放大器增益的限制,是到不了原点的,作用是提高低频增益,R2C1形成零点,提升某一点的相位,R2C2(忽略C1的影响,频率较高时C1的阻抗很小,近似于短路)形成一个高频极点,一般目的是来衰减噪音和开关频率的影响,提高增益裕度.C1的主要作用是和R2提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰.环路稳定的标准.只要在增益为1时(0dB)整个环路的相移小于360度,环路就是稳定的.但如果相移接近360度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360度而产生震荡;2)接近360度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.如下图所示:这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.Vo/Vin=G(s)/(1+T(S))=G(S)/T(S) [T(S)》》1], G(S)为输出对输入变化的传递函数,其低频值就是输出与输入的关系,T(S)为整个控制部分的开环增益,也就是下面的3个例子中的最后合成的增益曲线.由于T(S)很大,所以抑制效果很好.只要大于零就稳定.即使小于零也能稳定,但这种稳定是不可靠的,叫条件稳定.四, 如何设计控制环路?经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:1) 画出已知部分的频响曲线.2) 根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.3) 根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice, POWER-4-5-6.一些解释:已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10五,反激设计实例.条件: 输入 85-265V交流,整流后直流100-375V输出 12V/5A初级电感量 370uH初级匝数:40T,次级:5T次级滤波电容1000uF X 3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面. 如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1) 电流型控制假设用3842,传递函数如下此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.分两种情况:A) 输出电容ESR较大输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanse angle = arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= --22度.另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade 的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.设Rb为5.1K, 则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.8K处功率部分的增益为 -20* log(1225/33)+20* log19.4 = -5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB, 5.7-20* log( Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo= 1/(2*pi*R1C2)=15.42C2= 1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度: 180-22-90=68 度鹅兄好眼力,果然错了.R4应该放到Vref和817之间.输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大. Phanse angle = arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= -47度.如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升. 三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10 decade 的形状,我们取ESR零点频率5.3K数值计算:8K处功率部分的增益为 -20* log(5300/33)+20* log19.4 = -18dB因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB, 5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6 dB水平部分增益= 20logR2/R1=21.6 推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2 推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1 推出 C1=1/ (2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位回复109帖fo 为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.兰色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束.我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.“在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.”请问RHZ是由什么引起的啊?谢谢!这个说起来还是满复杂的,我们假设电源工作在CCM状态,负载突然加大,整流管的电流应该加大才对,正激电路确实是这样,但在反激电路里,控制部分会使脉宽突然加大,这样流过整流管的电流会瞬时减小,经过几个周期后才达到原来的值.负载加大,整流管电流减小,在相位上表现为滞后,所以称为RHZ.。

反激电源的控制环路设计

反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。

电源中遇到の零极点。

注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。

二电源控制环路常用の3种补偿方式。

（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。

其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。

（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。

如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。

（3）三极点，双零点补偿。

适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。

三，环路稳定の标准。

只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。

如下图所示具体关系。

所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。

如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。

幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。

四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。