FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计
电气自动化专业 PWM型开关电源电路设计
1 引言当今社会，时代在进步，人们的生活水平不断提高，越来越离不开电力电子产品电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，当然任何电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。
1.1 什么是开关电源电子电源是对公用电网或某种电能进行变换和控制，并向各种用电负载提供优质电能的供电设备。
它可分为线性电源和开关电源两种。
应用大功率半导体器件，在一个电路中运行于“开关状态”，按一定规律控制开关，对电能进行处理变换而构成的电源，被称为“开关电源”。
在实际应用中同时具备三个条件的电源可称之为开关电源，这三个条件就是:开关(电路中的电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态)、高频(电路中的电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频)和直流(电源输出是直流而不是交流)。
广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成另一形态的主电路都叫做开关变换电路;转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节的则称开关电源。
1.2 开关电源基本工作原理开关电源以半导体开关器件的启闭为基本原理，即通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。
开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）或者脉冲频率调制方式（PFM）控制IC和外部电路构成。
开关电源有PWM调制、FWM调制和混合调制，这里选用PWM调制。
PWM型开关电源的换能电路是将输入的直流电压转换成脉冲电压，再将脉冲电压转换成直流电压输出。
图1-1 PWM型开关电源原理框图2 EMI滤波滤波的方法有很多，此处采用在电源的输入端加入线路滤波器的方法图2-1 EMI滤波电路EMI滤波电路一方面滤除从交流电源线上引入的外部电磁干扰，另一方面还能避免本身设备向外部发出噪声干扰，以免影响同一电磁环境下其他电子设备的正常工作。
高效绿色开关电源芯片FAN6754
Eco Status
RoHS RoHS
Package
8-Pin, Small Outline Package (SOP) 8-Pin, Small Outline Package (SOP)
Packing Method
Tape & Reel Tape & Reel
For Fairchild’s definition of Eco Status, please visit: /company/green/rohs_green.html.
FAN6754 integrates a frequency-hopping function internally to reduce EMI emission of a power supply with minimum line filters. Built-in synchronized slope compensation is accomplished by, proprietary internal compensation for constant output power limit over universal AC input range. Also, the gate output is clamped at 13V to protect the external MOSFET from over-voltage damage.
Slope Compensation
3R R
4.6V
5.2V
2 FB
© 2009 Fairchild Semiconductor Corporation
FAN6754 • Rev. 1.0.0
2
FAN6754 — Highly Integrated Green-Mode PWM Controller
开关电源原理设计及实例基本PWM变换器主电路拓扑
3.1 概述
一些拓扑更适用于DC/DC变换器，此时也称为直流斩波电路。直流斩 波是将恒定的直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，一般指直接将 一种直流电变为另一直流电，不包括直流—交流—直流变换。电路选择时还 要看是大功率还是小功率，高压输出还是低压输出，有些在相同功率输出下 使用较少器件和可靠性之间有较好的折中。较小的输入/输出纹波和噪声也是 拓扑经常考虑的因素。另外，有些拓扑自身缺陷，需要附加复杂且难以定量 分析的电路才能工作。因此，要恰当选择拓扑，熟悉各种不同拓扑的优缺点 及使用范围是非常重要的。错误的选择会使电源设计一开始就注定失败。表 3-1给出了不同拓扑结构的性能特点，在设计时综合考虑其中的参数，选择 最优方案。本章将介绍几种早期的基本拓扑，Buck、Boost、Buck-Boost、 Cuk等并讨论其工作原理、典型波形、优缺点以及应用场合。
5～500 5～500 50～1000 50～1000 50～1000
输入输出隔离
无 无 无 有 有 有 有 有
典型效率（%）
70 80 80 78 80 75 75 73
相对成 本 1.0 1.0 1.0
1.4 1.2 2.0 2.2 2.5
3.2 Buck变换器
3.2.1电路结构及工作原理
Buck变换器又称为降压变换器、串联开关稳压电源、三端开关型降压稳 压器。由图3-1可知，Buck变换器主要包括：开关元件VT，二极管D1， 电感L1，电容C1和反馈环路。而一般的反馈环路由四部分组成：采样 网络，误差放大器，脉宽调制器(PWM)和驱动电路。
T
T
8C0
(3-22)
所以，一般情况下我们可以忽略电容C0 产生的纹波电压，那么电压纹波Vpp 近似为
Vpp Vpp _ R0 iL1 R0
FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计
FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计本文介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程。
针对次级电路结构，设计了一种新型反激式开关稳压电源。
着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程，包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等。
利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出，采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈。
并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施。
实验测试结果表明：所设计的电源效率接近89%、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点。
不论在成本还是在技术方面，反激式拓扑都已被证明是一种有效的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器中用PWM功率转换来实现。
这里本文设计了一种采用FAN6754A控制芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新型反激式开关电源。
1 FAN6754A概述FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包括电源适配器在内的反激式绿色PWM控制器，可满足目前严苛的国际节能规范要求，FAN6754A 可提供高启动电压，将轻负载下的能效?提高25%.内置8ms软启动电路可大大减少MOSFET 启动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。
FAN6754A能降低EMI多达5-10dB的抖频功能，此外，FAN6754A加入了数项设计功能，能够降低总体功耗，例如专有绿色模式功能，提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率。
FAN6754A内置了多种稳健、精确的保护功能，以保护电源避免故障，完全无需增添外部组件或电路，如过低电压保护、欠压锁定(UVLO)、过压保护(OVP)、过载保护(OLP)和过温保护(OTP)、过流保护(OCP) 和过流限制(OCL)。
VDD过压保护(OVP)功能可防止反馈环路开环等异常状况造成的损害。
FAN6754AMLMY;FAN6754AMRMY;中文规格书,Datasheet资料
ZXYTT 6754MR ATPM
ZXYTT 6754ML ATPM
Figure 3. Top Mark
Pin Configuration
SOP-8 GND FB NC HV 1 2 3 4 8 7 6 5 GATE VDD SENSE RT
Figure 4. Pin Configuration (Top View)
Power Adapters
Ordering Information
Part Number
FAN6754AMRMY FAN6754AMLMY
Operating Temperature Range
-40 to +105°C
Package
8-Pin, Small Outline Package (SOP)
High-Voltage Startup AC Input Brownout Protection with Hysteresis Monitor HV to Adjust VLimit Low Operating Current: 1.5mA Linearly Decreasing PWM Frequency to 22KHz Frequency Hopping to Reduce EMI Emission Fixed PWM Frequency: 65KHz Peak-Current-Mode Control Cycle-by-Cycle Current Limiting Leading-Edge Blanking (LEB) Internal Open-Loop Protection GATE Output Maximum Voltage Clamp: 13V VDD Under-Voltage Lockout (UVLO) VDD Over-Voltage Protection (OVP) Programmable Over-Temperature Protection (OTP) Internal Latch Circuit (OVP, OTP) Open-Loop Protection (OLP); Restart for MR, Latch for ML SENSE Short-Circuit Protection (SSCP) Built-in 8ms Soft-Start Function
反激式开关稳压电源的设计报告
开关稳压电源（严斌，吴贵第，朱金章）摘要本系统采用反激变换器实现DC-DC变换，以基于UC3842的最小系统为控制单元，通过对输出电压不断地采样，反馈输出变化，调整占空比使输出稳定，保证系统稳定可靠地工作36~60VDC。
1.设计任务与要求1.1设计任务设计并制作一个小功率开关稳压电源示意图如下：输出小功率开关电源原理框图1.2设计要求1）输入电压：36~60VDC2）输出电压：6.5VDC3）输出电流4A4）效率与纹波自取说明:虚线框内电路不用制作。
2.方案比较与选择方案1：采用分立元件，例如自激式开关稳压电源，电路原理图如下：输入电压为AC220v，50Hz 的交流电，经过滤波，再由整流桥整流后变为直流，通过控制电路中开关管的导通和截止使高频变压器的一次测产生低压高频电压，经由小功率高频变压器藕合到二次测，再经整流滤波，得到直流电压输出。
为了使输出电压稳定，用了TL431 取样，将误差经光耦合放大，通过PWM 来控制开关管的导通与截止时间（即占空比），使得输出电压保持稳定。
由上可见，这种方案电路比较复杂，调试难度大，所以不可行。
方案2：采用电源专用芯片如LM3485，其典型电路如下：这种方案虽然简单、性能可靠，但采用了专用芯片可能有违设计目的。
方案3：DC-DC变换采用反激型变换器，用UC3842芯片根据电源输出电压与设定值之差，通过误差放大器改变占空比，直接控制电源的工作。
此方案电路简单，可控性强，对于低功率的电路很适用。
通过对各种方案可行性、复杂程度、系统指标等方面的比较，综合各方案的优缺点，我们采用第三种方案。
3、系统硬件设计3.1系统的总体设计3.1.1 设计思想以基于UC3842的最小系统为控制单元，产生固定频率的PWM波，通过驱动电路使POWER-MOSFET管工作于开关状态，从而将输入的36~60V直流电压“斩波”为与PWM波频率相同的脉冲波，脉冲波再通过整流滤波电路输出为6.5V的直流电压。
反激式开关电源的设计思路(附带设计图)
反激式开关电源的设计思路开关电源的思路：要实现输出的稳定的电压，先获取输出端的电压，然后反馈给输出端调控输出功率(电压低则增大输出功率，反之则减小)，终达到一个动态平衡，稳定电压是一个不断反馈的结果。
一、整体概括
下图是一个反激式开关电源的原理图。
输入电压范围在AC100V~144V，输出DC12V的电压。
二、瞬变滤波电路解析
市电接入开关电源之后，首先进入瞬变滤波电路(Transient Filtering)，也就是我们常说的EMI电路。
下图描述的是本次举例说明的瞬变滤波电路的电路图。
各个器件说明：
F1-->保险管：当电流过大时，断开保险管，保护电路。
CNR1-->压敏电阻：抑制市电瞬变中的尖峰。
R31、R32-->普通贴片电阻：给这部分滤波放电，使用多个电阻的原因是分散各个电阻承受的功率。
C1-->X电容：对差模干扰起滤波作用。
T2-->共模电感：衰减共模电流。
R2-->热敏电阻：在电路的输入端串联一个负温度系数热敏电阻增加线路的阻抗，这样就可以有效的抑制开机时产生的浪涌电压形成的
浪涌电流。
当电路进入稳态工作时，由于线路中持续工作电流引起的NTC发热，使得电阻器的电阻值变得很小，对线路造成的影响可以完全忽略。
三、整流部分
各个器件说明：
BD1->整流桥
L1、EC1、EC2->π型LC滤波电路，主要起的就是滤波，使输出的电流更平滑。
四、开关电源主体部分
开关电源的主题部分如下图：五、输出端滤波电路
下图是输出端滤波电路：。
基于FAN6754A在PWM反激式开关电源应用设计
基于FAN6754A在PWM反激式开关电源应用设计本文介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程。
针对次级电路结构，设计了一种新型反激式开关稳压电源。
着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程，包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等。
利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出，采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈。
并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施。
实验测试结果表明：所设计的电源效率接近89%、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点。
不论在成本还是在技术方面，反激式拓扑都已被证明是一种有效的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器中用PWM功率转换来实现。
这里本文设计了一种采用FAN6754A控制芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新型反激式开关电源。
FAN6754A概述 FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包括电源适配器在内的反激式绿色PWM控制器，可满足目前严苛的国际节能规范要求，FAN6754A可提供高启动电压，将轻负载下的能效?提高25%.内置8ms软启动电路可大大减少MOSFET启动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。
FAN6754A能降低EMI多达5-10dB的抖频功能，此外，FAN6754A加入了数项设计功能，能够降低总体功耗，例如专有绿色模式功能，提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率。
FAN6754A内置了多种稳健、精确的保护功能，以保护电源避免故障，完全无需增添外部组件或电路，如过低电压保护、欠压锁定(UVLO)、过压保护。
反激式电源设计及应用
反激式电源设计及应用变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响.顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI 比较好.夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI 比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法.变压器的漏感主要与哪些因素有关绕组顺序:夹层绕法一般是先初级,后次级的1/2-1/3.变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小.先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法夹层?好象是先原边的二分之一,再逼边,再原边的二分之一吧!(1)变压器由于绕制造成的耦合电容偏差对变压器有那些指标有影响?(2)如你所说,顺序绕法露感较大,耦合电容较小,EMI较好,怎样从理论上解释耦合电容小EMI小这一问题?当然我想你这是从变压器本身来说的,从整个电源来说,漏感较大的话,整个产品的EMI 是不好的.所以我到认为,漏感的因素比耦合电容更能引起EMI难过,我这样说有道理吗?(3)在提到屏蔽层时,我有点不明白屏蔽绕组在变压器中是怎样设计的?耦合电容是最大的共模干扰传导途径.<br>漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理这个电容到底起到什么作用?<br>通常的隔离变换器中,在原边和副边需接一个或两个耐高压隔离电容,通常也很小,这个电容到底是起到什么作用呢?事实也是,如果这个电容取得不当,会影响到输出噪声指标?不知cmg老哥对这个电容怎么看?还有就是这个电容连接到原副边,是接两个地呢,还是接输入地端和输出正端...?并不是说不能用三名治饶,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.<br>只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本.我发现个有趣的问题,以前我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量. (说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法)漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低.在反激式开关电源中,变压器相当于电感的作用.在开关管导通时,变压器储能,开关管关断时,变压器向次级释放能量.那么功率由开关管导通电流确定还是电感量确定?在反激开关电源变压器设计时,如何计算变压器的气隙?能否详细介绍开关电源的斜率补偿的作用,原理?功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定.一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变压器,我一般是根据经验确定,要求比较严格时用允许温升确定变压器型号.确定变压器后其他参数可算出.包括开关管的电流,这样就可以选管子.变压器的气隙有相关的公式计算,但注意气息一般不要大于1毫米,否则可能引起边缘磁通效应使初级有过热点.反激电压方式不需要斜率补偿.电流方式大于50%脉宽,或为了防止噪音影响需要加,计算方法可参考3842应用指南.变压器的两种屏蔽层.<br>在小功率电源变压器中,一般有两种两种屏蔽层,铜薄和绕组.铜薄的原理是切断了初次级间杂散电容的路径,让其都对地形成电容,其屏蔽效果非常好,但工艺,成本都上升.绕组屏蔽有两种原理都在起作用:切断电容路径和电场平衡.所以绕组的匝数,绕向和位置对EMI的结果都有很大影响.可惜我不会在这里画图来讲解,总之有一点:屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反.屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响.下节讲变压器浸漆和屏蔽绕组位置对待机功耗的影响.你说的屏蔽层是不是这个意思<br>只是起隔离作用的一个隔离层?(对不起,我接触的都是些通讯电源和仪表电源都是体积小的二次片式电源,所用的变压器也都是采用体积小的表贴变压器,没有用什么屏蔽层,也没有见过其它同类电源用屏蔽层),你所说的用了屏蔽层的电源主要用在哪方面?这样一来是不是体积就大了呢?还有你的“屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反” 是什么意思?还有,你的屏蔽绕组输出接哪儿?最好能图文结合,这样大家的兴趣不是就来了吗?屏蔽的“接地”<br>屏蔽在初次级间时,其接地可以不接,接原边地,接次边地,接大地几种形式,一般接原边的地的情况较多.不知道cmg兄是如何处理的.变压器的外部加屏蔽,特别在flyback中,由于要加气隙,在批量小或简单起见,不是只在中间加,而是磁心截面全有气隙,为减小外部气隙的磁场干扰,而加屏蔽的,此屏蔽一般接大地.是EMI屏蔽,非安全屏蔽.<br>可以接原边的地线,也可以接原边的高压端,EMI几乎没有分别,因为有高压电容存在,上下对共模信号(一般大于1M后以共模干扰为主)来说是等电位的.变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况,但注意安规的问题,接初级地线,磁芯就是初级.屏蔽绕组对变压器的工作有影响<br>屏蔽绕组为了起到很好的作用,一般紧靠初级,这样它跟初级绕组之间形成一个电容,屏蔽绕组一般接初级地线或高压端,这个电容就相当于接在MOS的D-S端,很明显造成很大的开通损耗.影响了待机功耗,对3842控制来说还可能引起空载不稳定.当然,加屏蔽也会使漏感增大,但此影响在空载时是次要的.理论上关断损耗会小.<br>但由于关断电路作用都很强,MOS速度又快,所以对关断的损耗影响很小.另外屏蔽引起的损耗严格来说不全算开通损耗,有一部分是导通损耗,在开通瞬间和导通后,电容放电.用电流探头可以很明显看到导通瞬间有一个很大的尖峰.我看到很大的电流尖峰,你说的尖峰是不是在FLYBACK的MOSFET开通时有一个很大的尖峰,我以前一直没法理解这是怎么来的,但我的变压器好象没有什么屏蔽呀,只是中间加了绝缘胶带如果你能反饶也可以,但在生产工艺上是不可能的.<br>可以改变绕组从左到右,或从右到左的方向.可能你没有接触过工厂的生产过程.<br>骨架换方向当然可以,但生产效率差不多降低40%.变压器的价格就上来了.1.实际的电容总有感抗成分在内,在共模频率内,接高压端和地线真对EMI没有分别吗?2. \"变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况\",能详细说明一下吗?比如顺绕和夹绕时外部屏蔽该怎样处理呢?3.\"磁芯就是初级\"是什么意思?第一个确实几乎没有影响,我测过很多.第二个有很多情况,我不一一细说,只告诉你一个原则,绕组最外层如果工作时电压变动大,则接地有巨大的影响,如果变动小,也有影响,但不是很大,当然电源功率本身很大时最好接地.第三个是安规的问题,已经有人说了.3倍之说需要查安规.<br>但其原理是明显的,如果安全屏蔽的保险丝电流额定值比电源保险丝小或一样大,则发生短路时可能安全屏蔽的保险丝先断,起不到安全屏蔽的作用.至于外部屏蔽,首先要满足安规的要求,在此前提下,当然宽一些会好一点,但增加了成本,只要把两半磁心的结合面包住就好了,还有一个更好的方法,让铜带直接接触磁心.反激式电源的开关过程分析.<br>我看到有个帖子在讨论此问题,所以需详细写一下.我看到有个帖子在讨论此问题,所以需详细写一下.很多人对反激电源开关转换期间的过程不清楚,以至于产生电流突变等想法.我来详细解释一下:MOS关断后,初级电流给MOS输出电容和变压器杂散电容充电(实际杂散电容放电,为简单,我们统一说充电),然后DS端电压谐振上升,由于电流很大,谐振电路Q值很小,所以基本上是线形上升,当DS端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后,本应该次级就导通,但由于次极漏感的影响,电压还会上升一些来克服次级漏感的影响,这样反映到初级的电压也略高于正常反射电压,在这样条件下,次级电流开始上升,初级电流开始下降,但不要忘记初级的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要释放,这时是漏感和MOS输出电容,变压器杂散电容谐振,电压冲高,形成几个震荡,能量在嵌位电路消耗掉,这里要注意一点,漏感的电流始终是和初级电流串联的,所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程,而漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的,此差越大,下降越快,转换过程越快,明显效率会提高,转换的过程是电压电流叠加的过程.用RC做吸收时,由于稳态时C上的电压和反射电压差别不是太大,所以转换过程慢,效率低,用TVS 做吸收时,其允许电压和反射电压差很多,所以转换快,效率高,当然RC耗电是另一个方面.我曾经在21ic上请教过您一些问题,对于mos的关断,通过您上序的分析,已经很透彻了,其他拓扑应是同样的原理,比如正激,在mos关断后,副边折射电流与激磁电流对coss充电,电压上升到vin 后,按理折射电流应变为零,但正由于漏感的影响,使电流并不太图变只剩下激磁电流,正是这个原因,导致电流与电压重叠时间过长,mos端并电容也没有明显效果,所以只能减少漏感来减小关端重叠时间,实现零电压关端,我要问的是激磁电感与漏感在一个什么样的比列下才算正常呢,我目前变压器激磁电感20uh,漏感为2uh,我总怀疑漏感太大,您说有无道理呢?基本同意说明有些不认同,说出来共同分析一下.<br>你的1得出的结论是不对的,和我的原意不符.可能我的语文表达差一些.我的意思是初级电压上升,次级也跟着生,当次级的电压达到次级输出电压加整流管的压降后,次极整流管应该导通.1、不清楚“杂散电容放电”2、“漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的”,嵌位电路电容上的电压不是由反射电压决定的吗?(当然和R的放电也有关).3、假如正激式电源输出不要储能电感,会怎样?(如有必要,我可以按我的疑惑画个原理图,贴在这儿)4、能不能详细说说RCD吸收回路吸收初级电感储能的情况,能不能避免?5、请回复一下SOMETIMES的“faraday screen and safety screen ”中的疑问好吗?1、与其说“杂散电容放电” ,不如杂散电容反向充电来得准确.2、“漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的”,无论怎样,漏感电流的下降过程是非常剧烈的,故而激起的自感电压是远高于副边反射电压(MOSFET关断的尖峰应是因此而起),关断时刻RCD上的电压应由自感电压决定,而和反射电压无关.3、这个问题单列出去算了.4、RCD吸收回路吸收初级电感储能是因为与反射电压串联,反激过程始终存在.用TVS,选择合适的工作电压可避免之.是由电磁定律决定的:u=l di/dt;其中l是原边漏感,其电流的变化必然感应出一相应电压,此电压值由外部电路决定,由公式可知,感应电压越高,电流变化越快,开关管上的电压电流交叉时间越短,关断损耗越小.(因漏感与原边励磁电感串联,故原边漏感厨师电流等于开关管关断时的电流值.)1.怎么说都没有关系,关键是理解这个过程,MOS导通时杂散电容电压是上正下负,转换过程结束后是下正上负.2用RCD吸收,漏感电流下降激起的电压一般不会高于副边反射电压.C上的电压是反射电压和漏感电压的和,当MOS关断时,C上的电压和反射电压的差决定了漏感的电流下降速度,差U=Llou*dI/dT.当然C上的电压也包括漏感引起的一个尖峰,C越大时此尖峰也越小.用TVS时因为没有C,此尖峰就是TVS的稳压值.4.这个问题实际上已说过,RCD的能量有两部分,漏感能量和一点励磁能量,原因很简单:我们设想变压器没有漏感,MOS关断时反射电压还是加在R上,当然要耗能.1、你用安培环路定律做个积分看看.2、反激变压器的电流是从异名端流出去的,你用右手螺旋定责看看是不是和先前的磁场方向一致.对你的第一个问题结论并不正确,根据变压器线圈的比例关系,可以确定变压器初次级的电压,一般正向道通时次级反压由初级电压和线圈比例关系相乘决定,而关断时边压器储能相当于电源向次级供电,这时的电压由次级决定,在而实际能量变换是变压压起要求输出一定的功率,相当于变压器输出一定的功率,由负载电阻决定输出电压,而这个电压再根据变压器线圈比例反馈到初级.所以初级和次级的电压关系主要由线圈的匝数比例决定的,在相同的电路下如刚上电时,次级电压很底,这时初级开关的损耗是会减小,但要知道减少的只是初级MOS管的开关损耗(包括漏感).另外输出电压很底,整流管的损耗比例相对会成主要的损耗,所以实际电路联系很多,很多电路都是矛盾的,好的设计就是要找到最佳点一个经验值.<br>顺序绕法(先初级,后次级)一般漏感为电感量的5%左右.三明治绕法,一般在3%以下,用屏蔽好的磁心和绕线顺序可达1%以下.RCD吸收回路,如果電容很大,但RC時間常數還是開關周期的1/10到1/5.那損耗就會很大.會不會RC回路不隻吸收漏感能量,還消耗了一部份初級電感蓄積的能量.也就是說,當MOSFET關斷後,變壓器初級電感蓄能大部分通過次級釋放,還有一部分被RC回路吸收.加上電容上的直流電壓(n*(V o+Vd))在電阻上的損耗會很大.首先加在電容上的直流電壓不是(n*(V o+Vd)),如果是这个电压,则电源的转换时间将非常长.一定会比这个电压高.其次,RCD吸收回路吸收的能量恰恰向你说的,是由两部分组成,一部分是漏感的能量,还有一部分是初级电感储能.这后一部分是很多人不会想到的.RC吸收电路的设计.<br>开关管和输出整流管的震铃是每个电源设计工程师最讨厌的事情.过度的震铃引起的过压可能使器件损坏,引起高频EMI问题,或者环路不稳,解决的办法通常是加一个RC吸收电路.但很多人不知该如何选取RC的值.首先在不加吸收电路轻载下用示波器测量震铃的频率,但注意用低电容的探头,因为探头的电容会引起震铃频率的改变,使设计结果不准.其次,在测量震铃频率时尽可能在工作的最高电压下,因为震零的频率会随电压升高而变化,这主要是MOS或二极管的输出电容会随电压而变化.震零产生的原因是等效RLC电路的震荡,对于一个低损的电路,这种震荡可能持续几个周期.要阻尼此震荡,我们要先知道此震荡的一个参数,对MOS,漏感是引起震荡的主要电感,此值可以测出,对二极管,电容是主要因素,可以有手册查出.计算其阻抗:知道L,则Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先试选R=Z,通常足可以控制震铃.但损耗可能很高,这时需要串联一个电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算C 值:C=1/(3.14*f*R).增加C值损耗就增加,但阻尼作用加强,减小C值当然是相反的作用.电阻的损耗P=C*(V*V)Fs.当然在某些电路形式里面损耗可能是0.5P. 实际中,可依计算的值为基础,根据实验做一些调整.不知哪位高手可以帮帮忙,替我写几部分,谢谢!当然,如果大家感觉没什么意思,就结束这个专题.1)RCD吸收电路的设计方法.2)反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.3) 开关电源电磁干扰产生的原因及对策.4)反激电源的控制环路零,极点分析及环路定性分析(定量分析要占用大量的时间和篇幅)5)大功率反激电源:双管反激.6)反激电源的软开关和无损吸收.变压器因为已经有很多帖子了,在此专题里面不在赘述.千万不要忽视理论!<br>理论是指导实践的,这是真理,如果没有理论,当你有问题时就无处下手,有的人就到处改,到处试,改好了也不知道其所以然.要知道,电源设计应该是一个严格的数学过程,如果不能做到这一点,说明还有很多东西需要学习.如果我真写书的话,每一点都会有理论解释,只是在BBS上,画图,写公式都很麻烦(实际上我根本就不知道怎么弄),所以只能写几句.刘胜利很熟悉,还送了我一本书,他的书基本上是实验数据堆起来的,很佩服老刘的精神,很大年纪了还在做实验研究.不过老人家很好玩:你跟他讲话一定要先让他讲完,否则插不进嘴.反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.<br>理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出,但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做,这主要是正激后面加了个偶合电感,而反激的漏感不是零.很多人做反激电源时都遇到这个问题,一路输出稳定性非常好,但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化,这是什么原因呢?原来,在MOS关断,次级输出时能量的分配是有规律的,它是按漏感的大小来分配,具体是按匝比的平方来分配(这个可以证明,把其他路等效到一路就可得出结果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感为(7/3)(平方)*1=5.4uH,则两路输出的电流变化率是一样的,没有交叉调整率的问题,但如果漏感不匹配时,就会有很多方面影响到输出调整率:1.次级漏感,这是明显的; 2,输入电压,如果设计不是很连续,则在高压时进入DCM状态,DCM时由于电流没有后面的平台,漏感影响更显著. 改进方法:1,变压器工艺,让功率比较大,电压比较低的绕组最靠近初级,其漏感最小,电压比较高,功率比较小的远离初级,这样就增加了其漏感.2,电路方法,电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感,人为增加其漏感,这样电流的变化率就接近于主输出,电压就稳定.3,电压相近的输出,如:3.3V 5V,按我们的解释其漏感应该差别很小,这时就要把这两个绕组绕在同一层里面,甚至有时候5V要借用3.3的绕组,也就是所谓的堆叠绕法,来保证其漏感比.另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的,如半匝,当然半匝是有办法绕的,但半匝的绕法也是很危险的(可参考其他资料),这是我们可以通过二极管的压降来调整,如12V用7匝,5V用3匝,如果发现12V偏高,则12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接,则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V输出负载变化时,其电流必然引起5V 整流管的压降变化,也就是5V输出变化,而5V的变化会通过反馈调整,这样也间接控制了12V.1、关于匝比平方的问题是这样的:电感值L=匝数的平方*AL(磁芯的电感因子).本质上还是电感量的问题.能量:P=1/2LI^2.2、漏感随便怎么调,如果不采取稳压措施一个绕组的负载状态(I)都会影响另一绕组.(个人观点)1.你说的问题是电感的电感量,而漏感是不遵守这个规律的,你可以把其他组的电压,电流,漏感等效到一组,然后就看到我的结论,只有每个绕组的电流上升率一样时,理论上电压就不会再随负载而变化.2.因为漏感受很多因素的影响,不可能完全调整到理想状态,所以实际上一个绕组还会影响另一个绕组,但可以把这个影响减到实际产品可应用的水平,而不需要加二次稳压.这个指的是每路输出的实际功率是看其负载的大小,而我说的是交叉稳定性,是两个事情,交叉稳定性不好时,其电压值在负载大小变化时变化很大.从一个朋友的角度我建议你还是先去多学点东西,再来发帖.<br>其实这是一个改进交叉调整率的方法之一,并不矛盾.其实还有很多方法来改进交叉调整率,如减小RCD电路的电阻,但会造成很大的耗能,所以没列在里面,还有能量再生绕组,它是把能量反送会电网,属于反激软开关的类型之一.你写了这么多,其实我看的出来,你压根就没理解我的说法.我已经告诉你怎么去把结果推出来,为何不去实验以下,你说我的方法无法实现,为何不照我由此推出的改进方法去试一下,实际上我已经帮很多人用此方法改进了交叉调整率,特别是在DVD,DVR,DVB里面.我将不再回复此帖,信不信由你.。
应用PWM技术的开关式直流电源设计
应用PWM技术的开关式直流电源设计摘要：采用新型半导体IGBT，采用高频变压器，并采用PWM脉宽调制技术设计的高频开关电源具有体积小，转换效率高，动态响应好，输出电压稳定等优点。
关键词：开关电源，高频变压器，电感，IGBT，SG3525一. 技术要求1.1 AC/DC开关电源1．输出电压：直流，纹波电压（峰峰值）小于额定电压的0.5%2．输入电压：AC三相380V±10％3．输入电压频率： 50±5HZ4．负载短时过载倍数： 200％5．瞬态特性：较好6．技术指标要求：输出直流电压：23~25~27V输出电流：40A1.2 设计条件1）电路形式全桥全波整流2）工作频率25KHZ3）逆变器电路最高，最低电压DC591～440V4） 输出电压 max 27o V VDC = min 23o V VDC = 输出电流 40A5） 开关管最大导通时间 m a x 18o T s μ= 6） 开关管导通压降 1U ∆=3V 7） 整流二极管导通压降 2U ∆＝1V 8） 变压器允许温升 50C ︒二、主电路原理与设计2.1主电路工作原理该整流电路是把交流电源直接经过二极管整流电路和电容C 滤波后得到直流电压，再由逆变器逆变成高频交流方波脉冲电压，经高频变压器隔离并变换成适当的交流电压，再经过整流和滤波变成所需要的直流输出电压。
当交流输入电压、负载等变化时，直流输出电压也会发生变化。
这时可以调节逆变器输出的方波脉冲电压的宽度，使直流输出电压保持稳定。
2.2主电路结构该电源最大输出功率为40×27＝1080W ，属于功率较大的开关电源，因此选取全桥型主电路；输出电压最高为27V ，采用全波整流电路。
采用硬开关电路。
主电路原理如图1所示。
fU V W图1 主电路原理图 主电路主要包括以下几个部分： 1）不控整流部分：主要采用三相二极管不控整流，该电路结构简单，可靠性高。
2）DC 滤波部分：采用无源滤波电路来使电路中的有害谐波减少，提高供电的可靠性。
一种基于FAN6754A的PWM反激式开关电源的设计
一种基于FAN6754A的PWM反激式开关电源的设计陈建萍;张文;钟晨东;魏仲华
【期刊名称】《电测与仪表》
【年(卷),期】2011(048)010
【摘要】介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理,分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程.针对次级电路结构,设计了一种新型反激式开关稳压电源.着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程,包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等.利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出,采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈.并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施.实验测试结果表明:所设计的电源效率接近89％、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点.
【总页数】5页(P84-88)
【作者】陈建萍;张文;钟晨东;魏仲华
【作者单位】赣南师范学院物理与电子信息学院,江西赣州341000;华南理工大学机械与汽车工程学院,广州510640;华南理工大学电子与信息学院,广州510640;华南理工大学机械与汽车工程学院,广州510640
【正文语种】中文
【中图分类】TM464
【相关文献】
1.一种基于NCP1014的反激式开关电源设计研究 [J], 吴国平;杨仁刚;杜海江
2.基于软开关技术的ZCS-PWM反激式开关电源的研究与设计 [J], 袁方方
3.一种基于TL2844B的变频器用反激式开关电源设计 [J], 蒋德智
4.一种基于LC滤波器的PWM逆变器设计 [J], 李正午;王鹏;丁黎明
5.一种基于SHE-PWM控制法的单相光伏逆变器设计与研究 [J], 邵红硕
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
FAN6754：PWM控制器
电源 管理
ＡＳ１ ３ ：０ ｍＡ ／ ７２ Ｏ ３ ＤＣ ＤＣ升 压 转 换 器
了旗下 ＤＣ Ｄ ／ Ｃ产品线。ＡＳ ３ １ ７的拓扑结构在功 能创新方 ３ 面 又前 进 了 一步 ，实
现了降压 ． 升压 功能。
ＡＳ ３ ７可 在 升 压 和 １３
Ｆ Ｎ ７ ４可 为 设计人 员 Ａ ６５
提 供 高 启动 电压 ，将 轻 负 载 下 的能 效 提 高 ２ ％。新 器 件 ５
还并 入了过压 、过 流与过热 保护功能 ，以及 电压过 低和线 路补偿功能 ，可 以省去外部保护 电路 。Ｆ Ｎ６ ５ Ａ ７ ４的其它优 势包括能够 降低 Ｅ 达 ５ Ｂ １ ｄ ＭＩ ｄ － Ｂ的抖频 功能 ，以及 内部 ０ 软启动 （ ） ８ｍｓ 功能以减小 ＭＯＳＦ Ｔ Ｅ 在启动时的 电压应力。 Ｆ ６５ ＡＮ ７ ４加入 了多项设计功能 ，能够降低笔记本 电脑
Ａ ／ Ｃ ＤＣ电源转换器 设计 ，拥有最 小导通 时间 （ Ｔ 保 护 ＭＯ ） 电路 ，适 用于笔 记本 型 电脑 、Ｌ ＣＤ和 Ｐ Ｐ电视 、游戏 机 Ｄ
ＡＰ ３ Ｘ／ ７ ３ ： 压 降 稳 压 器 ７ １ ＡＰ ３ ｘ低
Ｄｏ ｅ 推出专 为驱动低等效串联 电阻 （ Ｓ ）ｐ Ｃ ｉ ｓ ｄ Ｅ Ｒ Ｉ ＦＭＬ Ｃ
Ａ ｕｓ ｒａｍ ｉ ｒ ｙｓ ｅｍ ｓ ｔｉ ｃ ｏｓ ｔ ｗｗ ｗ． ｓｔｉ ｍ ｉ ｏ ｙｓｔ ｍ ｓ ｃｏｒ ａｕ ｒａ ｃｒ ｓ ｅ ． ｎ
ｌ ７ １ ６
ｌ 推 出 Ｉ １ ７ Ａ Ｓ ｒ ｅ ｔｉｒ Ｃ 新 器 件 为 节 能 Ｒ Ｒ ２ ｍａｔ ｃｉｅ 。 １ ６ Ｒ ｆ Ｉ
飞兆半导 体推 出一 系列脉 宽调 制 （ ＷＭ） Ｐ 控制 器 ，新 产 品可让笔 记本 电脑 电源的设计人 员满足严苛 的国际节能 规 范 要求 ，包 括 强 制要 求 工 作 模 式下 最 低 平均 效 率达 到
毕业设计--PWM芯片电路设计及在开关电源中的应用
图1-2电压控制型开关电源原理图
图1-3为电流型开关电源的原理图。它是一个双环控制系统，有一个内环，一个外环—电压环。其工作原理是：恒频时钟脉冲、置位锁存器，输出高电平信号。驱动开关管导通。随着开关管中的电流脉冲逐步增大，当电流在采样电阻RS上的电压幅值VS达到Ve电平时。脉冲比较器翻转，锁存器复位，驱动信号变低，开关管关断。电路就是这样逐个的检测和调节电流脉冲。
为了能够实现逐周控制，如此设计电流比较器：在每个振荡周期开始时，输出端开通。当外Байду номын сангаас开关管的电流达到正比于放大器输出电压的最大门限值时，输出端关断，直到下一个振荡周期开始。此时开关电源的峰值开关电流正比于误差电压。
4.欠压锁定
在电源达到启动电压之前，欠压锁定电路阻止芯片内部的基准电源电路和输出极开始工作。电源电压低于启动电压时，设计芯片的静态电流小于250uA。
图2-1峰值电流控制系统原理框图
（2）平均电流型控制
图2-2以Buck变换器为例，给出平均电流控制的电路框图，电流给定信号Ve式电压调节器的输出，图中未画出电压环。
平均电流型控制方案需要检测电感电流iL,电流检测信号与电流给定Ve比较后，经过电流调节器生成控制信号VC，VC再与锯齿波调制信号比较，产生PWM脉冲。电流调节器一般采用PI型补偿网络，可以滤除采样信号中的高频分量，与峰值电流控制相比，它直接控制电感电流的平均值，抗扰性好。但是检测电感电流有时比较复杂，或检测元件损耗较大。
反激电路设计DCDC-6.5V4A要点
开关电源设计报告一、系统原理与理论分析计算本文以UC3842为核心控制部件，设计一款DC36V~60V输入，DC6.5V/4A输出的单端反激式开关稳压电源。
开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。
变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。
其电路原理图如图1所示。
16K左右）图1电路原理图1、简要介绍其工作原理：本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。
其中主电路采用的是单端反激式电路，它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。
此电路的优点是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽的。
这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。
它的缺点是：输出纹波较大，但这可以通过在输出端增加一级LC滤波器来减小纹波。
这种电路通常适合应用在输出功率在250W以下，电压和负载的调整率在5%~8%左右的电路中。
反激式电路也有电流连续和电流断续两种工作模式，但值得注意的是反激式电路工作于电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率，所以本文设计电路工作在电流断续模式下。
控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能，在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。
即在输出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。
电流模式控制可以使系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输入电压引入的低频纹波。
保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。
其中输入过流保护是通过在原边引入取样电阻R14，接到UC3842的3脚，当R14上的电压超过1V，会关断PWM的输出从而起到保护作用，输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反相端，和电压基准比较从而来控制R9的电压，来控制UC3842的输出占空比，达到输出电压稳压的作用。
FAN6754用于反激式适配器的多功能PWM控制器
FAN6754 用于反激式适配器的多功能PWM 控制器
当你把几乎任何小型计算或消费电子设备插入电源插座时，便不难发现手中的插头大部分都连接到外部电源（EPS）。
EPS 是所有小型电子设备工作的必不可少的部分，单单在美国，就有多达15 亿个在使用中（据业界估计，在全球则超过30 亿个）。
EPS 的核心是多功能PWM 控制器集成电路（IC）（如飞兆半导体的FAN6754）以及功率MOSFET，它们联合工作，为负载高效分配能量，并监控电路以保护系统。
所有元器件都被集成在一个精简的封装中，与过去那种看起来老旧笨重的电源成了强烈对比。
PWM 控制器可被视为电源的大脑。
它监控反馈数据并调整占空比，以调节开关模式电源（SMPS）的输出电压，帮助系统满足所有相关节能标准。
这种绿色模式PWM 控制器可以提高效率，并增加了保护功能，将受到致力于满足最新绿色功耗标准的工程师们所青睐。
随着全球对节能问题的重点关注，监管机构开始研究所有绿色方法，各种标准因而相继被制定出来，规定笔记本电脑电源等产品必须拥有更高的效率。
降低待机功耗和提高。
AC／DC PWM方式反激式转换器设计方法
AC／DC PWM方式反激式转换器设计方法：基板布局例基板布局的要点开关电源利用开关的ON/OFF来控制电压，但依然属于模拟电路。
极端而言，虽然本身会发出高频噪声，但因拥有反馈环路，对噪声非常敏感。
也就是说，开关电源电路的路径，必须考虑分成大电流ON/OFF 后产生噪声的路径，以及对噪声非常敏感的控制信号路径。
基板配线布局，大电流路径应避免产生噪声，控制信号路径应避免受到噪声影响。
当然，这种噪声属于辐射噪声，也会对EMC造成影响，因此布局必须能极力避免产生噪声。
良好的布局要具备相当程度的经验。
布局不当时，可能导致电源无法正常启动、整个系统的S/N恶化，严重时可能破坏构成部件和电源IC。
虽然属于非常依赖经验的作业，但大多数还是会提供只要利用电源IC的技术规格和增加数据，就能完成的基本的基板配线布局范例供用户参考。
有的业者甚至提供光绘文件等能直接利用的数值等。
这些由经验丰富的工程师完成的成果，值得多加利用。
以下为基板布局的示例和注意事项。
上图在部分简略的电路图纸上，标示大电流路径和控制信号路径。
红色线是大电流路径，是发生振铃或损耗主因，应尽量粗尽量缩短此外，红色线的环路尽量缩小二次侧的橙色线线和红色线相同尽量粗尽量缩短、环路尽量缩小褐色线是是电流流向VCC引脚的路径，开关时流通电流，故须个别配线变压器的正下方会受到磁通影响，不可经过IC控制信号线红色线、褐色线、蓝色线、緑色线的GND应有一点接地緑色线是二次侧的浪涌流向侧的路径，会瞬间流过大电流，因此在红色线和蓝色线之外个别配线蓝色线是IC控制信号用GND线，不会流过大电流，但容易受到噪声影响，因此须在红色线、绿色线、褐色线之外另行配线下图是考虑上述注意事项后的基板布局的例图。
标示上图的红色、橙色、褐色环路范围。
下面照片是安装后的示意图。
和上方电路有些不同，但使用同一个电源IC，部件构造也几乎相同。
相对于图纸，能够看到实际物品为何。
实际的设计时，受可利用基板的长宽尺寸等物理、机械因素的影响，而不一定能设计出理想的布局。
反激式开关电源滤波电容器设计方案实例与分析
反激式开关电源滤波电容器设计实例与分析
某反激式开关电源的技术参数为：电路图拓扑：反激式；输入电压：85Vac~264Vac工作频率：65kHz ；输出：12V/5A；纹波电压：50mV；CLC滤波。
1、第一级滤波电容器的选择
对于输出电流5A对应的峰值电流为20A、有效值电流为14.14A，其中大部分流入滤波电容器。
按最高温度的纹波电流2倍选用电容器，滤波电容器的纹波电流之和至少要7A。
25V/1000μF低ESR铝电解电容器的额定纹波电流约为1A，需要7只并联。
如果非要5只并联甚至4只并联，也是可以运行的，但是不具有长期可靠性。
25℃温度下，25V/1000μF低ESR铝电解电容器的ESR约为0.09Ω。
7只并联对应的ESR为129mΩ、5只并联为180mΩ、4只并联为225mΩ。
由电流变化在ESR上产生的峰值电压分别为2.59V、3.60V、4.50V。
除此之外，滤波电容器的ESL还会在整流二极管开通时由于电流的跃变而产生感生电势，这个感生电势同样会加到滤波电容器上，因此，滤波电容器上的峰值电压将不只是上述的2.59V、3.60V、4.50V。
其电压波形如图所示。
图第一级滤波电容器的电压波形
很显然，2.59V、3.60V、4.50V是不能满足设计要求的，需要在第一级滤波电容器后面加上一级LC低通滤波器。
2、第二极LC低通滤波器的设计与参数选择
第二级需要考虑的是如何将不能满足要求纹波电压经过LC滤波使其满足要求。
通常滤波电感可以选择30~100μH，输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择330~1000μF/25V。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计本文介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程。
针对次级电路结构，设计了一种新型反激式开关稳压电源。
着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程，包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等。
利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出，采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈。
并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施。
实验测试结果表明：所设计的电源效率接近89%、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点。
不论在成本还是在技术方面，反激式拓扑都已被证明是一种有效的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器中用PWM功率转换来实现。
这里本文设计了一种采用FAN6754A控制芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新型反激式开关电源。
1 FAN6754A概述FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包括电源适配器在内的反激式绿色PWM控制器，可满足目前严苛的国际节能规范要求，FAN6754A 可提供高启动电压，将轻负载下的能效?提高25%.内置8ms软启动电路可大大减少MOSFET 启动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。
FAN6754A能降低EMI多达5-10dB的抖频功能，此外，FAN6754A加入了数项设计功能，能够降低总体功耗，例如专有绿色模式功能，提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率。
FAN6754A内置了多种稳健、精确的保护功能，以保护电源避免故障，完全无需增添外部组件或电路，如过低电压保护、欠压锁定(UVLO)、过压保护(OVP)、过载保护(OLP)和过温保护(OTP)、过流保护(OCP) 和过流限制(OCL)。
VDD过压保护(OVP)功能可防止反馈环路开环等异常状况造成的损害。
当VDD因异常状况超过24V时，PWM输出将会关断。
欠压锁定(UVLO)电路有两个阈值，即导通和关断阈值，分别内固定为17V和10V.这里的UVLO 具有两段式的关断阈值，控制器的保护动作时，VDD电压下降到UVLO的关断阈值10V之下，PWM输出将被停止。
但VDD此时不会马上重新上升，会继续下降到完全关断电压点6.5V之后，VDD才会重新上升到启动电压点，PWM控制器便会重新输出脉冲，这种机制使电源在输出短路或开环等异常情况下，平均输入功率可以被大大降低，不会发生电源过热的现象。
不同于以往的PWM控制器，FAN6754A的HV4引脚还能执行AC欠压保护功能。
采用一个快速二极管和启动电阻来对AC线电压进行采样(每180μS一次采样，脉宽20μS)，每一个采样周期峰值都被更新并存储在寄存器中，这个峰值可用于欠压和电流级限制调节。
当HV引脚上的电压低于欠压电压时，PWM 输出关断。
此外，HV 引脚能够进行限流值调整，缩小整个AC 电压范围上的过流保护容限。
2 反激式开关电源的设计电源主电路采用单端反激式拓扑结构，开机后，220V市电经过EMI滤波器、整流桥BD和滤波电容后，转化为约310V的直流电;220V市电的通过启动电阻R7触发芯片内部的恒流源对VDD电容充电，当VDD达到导通门槛电压后，FAN6754A输出脉冲，电源开始工作，此后芯片由辅助绕组供电，电压维持在17V左右。
主开关管开通后，次级Q3 处于断态，原边N1绕组的电流线性增长，电感储能增加;开关管关断后，N1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过副边绕组和Q3向输出端释放。
FAN6754A 8脚产生的PWM脉冲输出，推动开关管的导通和截止，通过高频变压器将电压输出到次级绕组上，高频方波脉冲电压再经整流滤波变成直流电压输出。
反馈绕组取得的输出电压经过分压、采样后输入误差放大器，与基准电压比较产生控制电压，即输出脉宽，实现了稳压作用[4].本文设计要求：输入交流90V~264V,一路为电源输出19V/3.42A,一路给PWM控制器供电17V/1.5mA, 输出均无后级线性调整器，频率65kHz,随着输入电压的变化能自动调节PWM输出来保证输出电压的稳定，总输出功率65W，效率为80%。
设计如下图所示。
图1 FAN6754A 电路原理图根据文献[1]设计要求当HV 启动时输入直流电压典型值104V(相当于交流80.6V)时电源起动，驱动HV 电流为最小2.0mA,典型电流为3.5mA, 根据输入电压范围及HV 内阻为1.62K,考虑取裕量选定一个1N4007 和200K 高压电阻。
另外，为兼顾开机启动时间和VDD 供电能力，采用了两个电解电容，中间用二极管隔开的供电线路，开机时，市电通过HV 脚只对靠近IC 的第一个电容充电，I C 快速启动后，二级管导通，两个电容一起给IC 供电。
电源正常模式开关频率为65KHz，在具体设计中选定Rt=5.6K，Ct=1nF。
反激变换器要求输入交流电压为90V~264V能够正常使用，最大输入电压时加在变换器上的整流直流电压为：此处MOSFET管承受的漏源间最大电压，Vds_max=Uinmax+nV o.假设n是4.5,V o是19V,则Vds_max=373+4.5*19=458.5(V)，因为还有漏感产生的尖峰电压存在，应留有一定裕量，取650V耐压的MOSFET.MOSFET管选用标准为：在满足器件开关应力的前提下，驱动电路使输出的驱动波形具有陡峭的上升沿和下降沿，设计中选定MOSFET型号为：SPA07N65C3(漏源级电压650V, 漏极电流7A,导通电阻0.6Ω)。
由于变压器的绕制工艺引起的漏感以及负载的电感性引起的开关电压应力过大可能导致开关管的损坏，此处采用的是有瞬态电压抑制器与二极管串联构成的尖峰电压吸收网络，可有效防止功率MOSFET 管关断过程中承受的反压。
D8 是型号P6 KE150A 的TVS(Transient Voltage Suppresser)，钳位电压150V/耗散功率600W,D9 是BYV95C(1 A/1KV)具有软恢复特性的二级管。
开关管Vds 的最大钳位电压：Vds(clamp)=Vds_max+VD5=458.5+1 50=608.5(V)，小于MOSFET 额定值650V.在此吸收网络与传统的RCD 吸收网络不同的是，在低压输入或轻载的情况下，开关管的Vds 电压不足以使其动作，这样减少了功率的损耗，提升了整机低压输入和轻载时的效率。
FAN6754A 具有开环保护(OLP)功能，在出现开环或输出短路故障时可确保系统的安全性。
输入到SENSE6 脚的外部电阻值可转为电压值，与芯片内部构成电流内环控制。
以电压反馈环路的反馈电压VFB 为参考值，一旦VFB 低于阈值电压，开关频率便会持续降低。
目前大多数开关电源都采用离线式结构，一般从次级绕组回路中通过电阻分压取样，但由于反馈不能直接从输出电压取样，没有隔离故抗干扰能力差，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合，这里采用可调式精密并联稳压器TL431 配合光耦构成反馈回路。
并联稳压器T L431CLP 输出电压大约为 2.5V,IF50mA,CTR>5 0%.TL431CLP 与光耦FOD817A 构成精密反馈回路，对V o19V 做精细调整，组成精密开关电源，使电压调整率和负调整率达到0.2%以下。
PWM 占空比由FB 电压和电流取样来决定。
取R21=0.15Ω，当电流流过MOSFET 短路地时，FAN6754A 内部电流放大器使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使FAN6754A 停止工作，没有触发脉冲输出，使MOS 管截止，达到保护功率管的目的。
当Vsense 小于大约0.46V 时，进入SENSE6 脚短路保护。
如果反馈电压(FB)有一定时间大于4.6V,PWM 脉冲即被禁用。
通过采用一个外部负温度系数(NTC)热敏电阻来感测外部系统的温度，可实现过热保护(OTP)功能。
NTC 热敏电阻TR1 的阻抗随温度增加而下降，RT5 引脚上的电压VRT 相应降低。
如果VRT 小于1.035V,PWM 在12mS 后关断。
如果VRT 小于0. 7V,PWM 在100uS 后关断。
输出二极管RC 吸收网络的设计可以遵循下面步骤：(1)测试不加RC 网络时的二极管反向电压谐振周期Tr;(2)选取一个陶瓷电容Cdsn 与二极管并联，使其反压的谐振周期为2*Tr;(3)根据下式计算吸收电阻Rdsn:Rdsn=3*Tr/(2π*Cdsn)。
根据以上实际得到的R19,C21 数值分别为：47Ω和1nF。
高频变压器承担着储能、变压、传递能量等工作，其设计如下。
(1)功率选择。
二次绕组为FAN6754A 的W2 工作供电和W3 输出。
W2 工作电压为19V 和峰值电流约3.42A, 可得估算输出功率约为65W.(2)磁芯的选用。
本设计选用的开关频率为65kHz,由功率-磁芯尺寸图查得选用RM10 铁氧体磁芯，其有效面积A e 为98mm2,饱和磁通密度在100℃为390mT.(3)绕组匝数的确定。
原边绕组开关管的最大开通时间对应在最低输入电压和最大负载时发生。
在本设计中，最大占空比为：D=Ton/T=0.50,对应周期时长为：T=l/f=1 5us,则Ton=7.5us.由此可得，变压器原边匝数为：△B取0.2Tesla ,取Np=50 匝。
根据反激式电路原边与副边电压的关系：Vo= [(Ns/Np)*D/(1-D)]*Vp,计算W2 绕组(+1 9V)的匝数。
设整流二极管压降0.7V,绕组压降0. 6V,则绕组输出电压值为：同理，供电给FAN6754A VDD17V/1.5mA 也可获得。
(4)变压器原边电感的计算校核在开关管开通时，原边的平均输入电流为：I1 =Po/ηVs,式中变压器的效率取η=85%,则有：I1=65/(0.85*90√2 )=0.60A峰值电流是Ipeak=2*I1/Dm ax=2*0.60/0.50=2.4A.设计变压器原边电流的变化量：△I=(2/3)*I peak=2.40*2/3=1.6A.由电压与电流变化量关系V=L(△I/△T)，可得：符合此处的工作要求。
在最低压输入和最大峰值电流是变压器工作的最差情况，据此条件验证变压器是否饱和，由公式：Bmax=L*Ipeak/(Ae*Np)，代入相关参数得Bma x=0.3T,小于0.39T 的饱和磁通密度，设计通过。
根据计算的电感量，加入适量的气隙0.36mm, 保证变压器原边在开通时能储存一定能量，并在关断期间将这些能量传递到副边，使变压器可靠工作。
3 实验结果及分析依据上述分析，研制了一台反激式开关电源，并对系统的性能进行了测试。