混频器杂散分析
关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系
关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系类别：测试仪表阅读：873摘要：本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA 系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述：fIF = ±fRF ± fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。
很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。
当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述：fIF = ±m fRF ±n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。
基于DDS技术的杂散分析及抑制方法
基于DDS技术的杂散分析及抑制方法频率合成技术起源于二十世纪30年代，当时所采用的频率合成方法是直接频率合成。
它是利用混频、倍频、分频的方法由参考源频率经过加、减、乘、除运算，直接组合出所需要的的频率。
它的优点是捷变速度快，相位噪声低，但由于结构复杂，价格昂贵，很快被淘汰。
在此之后出现了间接频率合成。
这种方法主要是将相位反馈理论和锁相环技术运用于频率合成领域，即所谓的PLL频率合成技术。
PLL频率合成技术克服了直接式频率合成的许多缺点，特别是它易于集成化，使得体积小、相位噪声低、杂散抑制输出频率高，但它的频率切换时间相对较长。
随着数字信号理论和超大规模集成电路的发展，在频率合成领域诞生了技术性的革命，那就是直接数字频率合成技术（direct digital synthesis,DDS）。
这是一种频率合成的新方法，频率转换时间短、频率分辨率高、输出相位连续、控制灵活方便，但其频率上限较低且杂散较大，极大的限制了DDS的推广和应用。
随着电子技术的发展，各类电子系统对信号源的要求越来越高，如何抑制DDS输出信号中杂散也就成了研究热点。
本文给出了几种抑制杂散的方法，对于运用DDS技术进行工程设计具有一定指导作用。
1 DDS的工作原理[1]DDS工作结构如图1所示：图1DDS系统的核心是相位累加器，它由N位加法器与N位相位寄存器构成，类似一个简单的计数器。
每来一个时钟脉冲，相位寄存器的输出就增加一个步长的相位增量值，加法器将频率控制数据与累加寄存器输出的累加相位数据相加，把相加结果送至累加寄存器的数据输端。
相位累加器进人线性相位累加，累加至满量时产生一次计数溢出，这个溢出频率即为DDS的输出频率。
正弦查询表是一个可编程只读存储器(PROM)，存储的是以相位为地址的一个周期正弦信号的采样编码值，包含一个周期正弦波的数字幅度信息。
将相位寄存器的输出与相位控制字相加得到的数据作为一个地址对正弦查询表进行寻址，查询表把输人的地址相位信息映射成正弦波幅度信号，驱动DAC,输出模拟信号;低通滤波器平滑并滤除不需要的取样分量，以便输出频谱纯净的正弦波信号。
混频器交调产物分析和预测
=
p q
fS fI
+
p ±1 q
（8）
设 y = fn / fI , x = fS / fI , k = p / q, b = ( p ±1) / q ，则上式表示两组直线簇，其中每一
条直线对应的 y 的范围代表一个能够对 x 形成干扰的频段。而直线 y = x 则代表接收频
段，通过计算干扰直线和 y = x 的距离就可以判断最近的干扰组合和频率，而与直线
qp表2pqififpqif74if54pqif83if23456783451111111222sfsf325332754397425211111112154367845678562223333344sfsf851553732956356576325315754257867878844555667sfsf94743845927453736357假设调谐频段为1sf2sf1sfifa2sfifb如果中频滤波器的选择性不够好则在上表中满足asfifb的和q组合就会落入中频形成干扰受干扰接收p3频率为1psripqff???????表1或1srippq?ff??????表2现代高性能接收系统中由于良好的中频选择性设计这类干扰的影响很小但有两类干扰需要重点考虑这两类干扰在设计宽带射频前端时需要详细分析
表3
p
4
5
6
7
q
5
6
7
8
fS
/
f
（+）
I
5
6
7
8
fS
/
f
（-）
I
5
6
从数据可以看出，可能的干扰均为高阶干扰，几乎没有什么影响。但由于中频太
低，其镜像频带（ fJ =2 fI + fS ）和接收频带重叠，很难用预选器进行抑制，显然这种 变频方式并不合理，虽然电路简单，但抗干扰能力差。
DDS杂散分析总结
DDS 杂散分析总结基于波形存储的DDS(直接数字频率合成器）技术具有频率转换时问短、频率分辨率高、输出相位连续、稳定度高、可编程、全数字化、易集成等突出优点，因而得到广泛的应用.但是，由于DDS 数字化实现的固有特点，决定了其输出信号频谱杂散较大。
如何抑制DDS 输出频谱中的杂散就成为了研究的热点。
DDS 原理介绍（略）从以下几个方面说明DDS 的误差杂散来源。
一 关于输出频率稳定性DDS 一般采用石英晶体振荡器作为它的参考激励源，假设晶体振荡器的频率误差为△f,则DDS 输出信号的频率为输出信号的相对误差为所以，DDS 输出频率的稳定性和参考时钟的频率稳定性是一致的.也就是说只要保证了参考时钟的稳定性，就可以保证输出频率的稳定。
石英晶体具有极高的频率稳定度，采用温度补偿或恒温的方法,频率稳定度可以达到10-7~ 10—10的数量级。
因此DDS 采用石英晶振作为参考频率源,就能具有极高的频率稳定度。
二 相位截断误差在应用中,通常要求DDS 有较高的频率分辨率，必须使DDS 的相位累加器有较大的位数，如常用的N=32，48。
但是，考虑到ROM 容量与成本低的限制,使得相位累加器的位数大于ROM 的寻址位数P ，在寻址的时候,就只能采用相位累加器的高P 位去寻址ROM 中的数据，此时就会有N-P 位的被舍去，这就造成了相位截断误差。
当然,若相位累加器的位数和ROM 的寻址位数相同时,应该是不存在相位截断误差的，但是这样，一般ROM 的位数并不高，所以会造成最终的频率分辨率较低（这里我所考虑的是频率控制字，也就是相位增量只取一位时的结果。
在我看来，当累积量取大于一位时候，无论累加器的位数与ROM 的寻址位数相同与否，同会存在累加器与ROM 的舍位，例如，当累加量取2时，它是两位两位的加，所以必然在累加器与ROM 中有一些位是取不到的，那这应不应该也算是相位截断呢？应该不算)。
关于消除相位截断误差的一个直观的想法就是在保证累加器位数较高的同时，增加ROM 的位数，如果是直接通过增加ROM 的容量，必然不太可行,所以，目前的较为流行的方法是通过压缩ROM 的方法来间接增大ROM 的容量。
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关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系[优质文档] 关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系类别:测试仪表阅读:873摘要:本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述: fIF = ?fRF ? fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。
很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。
当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述: fIF = ?m fRF ?n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。
混频器测试建议书
混频器测试建议书混频器是一种常见的电子信号处理设备，广泛应用于通信、娱乐、医疗等领域。
混频器的主要作用是将多个不同频率的信号混合在一起，从而形成一个新的复合信号。
为了确保混频器的性能和稳定性，需要进行混频器测试。
本文将提出混频器测试建议书，包括测试原则、测试方法和测试流程等方面，以帮助测试人员制定科学的测试计划和保证测试结果的准确性。
一、测试原则1.准确性。
混频器测试需要保证测试结果的准确性，确保混频器的输出信号质量符合规定标准。
2.完整性。
混频器测试需要覆盖混频器的主要性能指标，包括工作频率范围、输出功率、相邻信道抑制比、杂散抑制比等。
3.可重复性。
混频器测试需要确保测试过程和结果的可重复性，即在相同的测试条件下，测试结果能够得到相同的结果。
4.及时性。
混频器测试需要在混频器设计完成后及时进行，确保混频器的性能指标符合设计要求，避免后期修改带来的成本和时间浪费。
二、测试方法1.频谱分析测试法。
频谱分析法是一种比较常用的混频器测试方法，能够测量到混频器的频率响应和输出杂散。
测试时需要使用频谱仪连接混频器的输出端口，将不同频率的信号输入混频器进行测试。
2.矢量网络分析测试法。
矢量网络分析法是一种比较精密的混频器测试方法，可以测量混频器的S参数和阻抗匹配情况，并可以得到混频器的传输函数。
测试时需要使用矢量网络分析仪连接混频器的输入和输出端口进行测试。
3.功率测试法。
功率测试法主要用于测试混频器的输出功率和稳定性，可以使用功率计来测量输出端口的功率和频率。
测试时需要将不同频率的信号输入混频器并测量输出功率和频率，用于测试混频器的输出功率和稳定性。
三、测试流程1.准备测试设备。
根据测试方法选择相应的测试设备，包括频谱分析仪、矢量网络分析仪、功率计等，并按照说明书连接好测试设备。
2.制定测试计划。
根据混频器的设计要求和性能指标制定相应的测试计划，包括测试频率范围、输出功率、杂散抑制比、相邻信道抑制比等。
3.测试混频器的频率响应和杂散抑制比。
混频器
混频器一.混频器的工作原理混频器在发射机和接收机系统中主要负责频率的搬移功能，在频域上起加法器或减法器的作用，频域上的加减法通过时域上的乘积获得。
混频器通常可以表示为如图１所示的三端口系统，应至少包含三个信号：两个输入信号和一个输出信号。
根据图1可以表示混频器最常见的数学模型：式中表征输入信号的振幅，表征本振信号的振幅。
图1.混频器原理框图对于混频器而言，混频器的输入信号分别定义为射频信号RF(Radio Frequency)，频率记为，和本振信号LO(Local Oscillator)，频率记为。
混频器的输出信号定义为中频信号IF(Intermediate Frequency)，频率记为。
根据混频器的应用领域不同，中频输出选择的频率分量也不同。
当时，混频器称为下变频器，输出低中频信号，多用于接收机系统；当时，混频器称为上变频器，输出高中频信号，多用于发射机系统。
常用的混频器实现方法主要有三种：第一种是用现有的非线性器件或电路，比如利用二极管电压电流的指数关系实现的二极管微波混频器；第二种是采用开关调制技术实现信号在频域上的加减运算，进而实现频率变换的功能，比如基于吉尔伯特单元的混频器；第三种是利用已有的电子元件实现混频电路的乘法模块。
二.混频器性能指标（一）转换增益转换增益(或者转换损耗)，其定义是需要的IF输出与RF输入的比值。
混频器的电压转换增益可表示为:混频器的功率转换增益可表示为：其中和分别为中频输出电压和射频输入电压的有效值．是负载电阻，是源电阻。
当输入电阻和负载电阻相等时，两种增益的dB形式相等。
（二）噪声系数一般而言，在分析系统噪声性能时，系统内的各模块视为黑盒子．即无需知道模块内部具体电路的噪声如何，而是用一个统一的系统参数对各模块噪声进行描述。
因此在分析混频器噪声性能时，将其看成是一个线性二端口网络。
噪声系数被用来衡量信号经过混频器后信噪比的恶化程度，即混频器本身引入的噪声的大小。
混频器2×2杂散响应与IP2的关系
Ｐ ；混 频 器 关键 词 ２× ２杂 散 响 应 ；Ｉ２
杂 散 分 量 。可 使 用 滤 波 器将 可能 混 频 后 产 生 落 入 中 频 频带 内 的射 频 信 号 滤 除 。混 频 器 之 后 的
混频器的谐波
滤 波器 用来 滤 除 检 波 器 之 前 的 杂散 信 号 ，仅 通
在 接 收 电路 中 ， 混频 器 将 较 高 频 率 的 射频 过 所需 要 的 中频 信 号 。但 是 中频 频 带 内的 杂 散
进 入射 频 端 口的信 号 并 不 一 定 落在 所 希 望 输 入
混频器 ２Ｘ２ 杂散响应与
Ｉ２ 的关系 Ｐ
Ｍｉｅ ｘ ｐ ｒ ｕ ｅ ｐ ｎ ｅ ａ ｄ Ｉ２ Ｒ ｌｔ ｎ ｈｐ ｘ ｒ２ ２ Ｓ ｕ ｉ ｓ Ｒ ｓ ｏ ｓ ｎ ｅａ ｏ ｓ ｉ ｏ Ｐ
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韩 水Ｉ 汝１
的 不 希 望 出现 的混 频 分 量 ， 些 分 量 是 由于 不 这
希 望 的信 号 到 达 混 频 器 的 射 频 输 入 端 口 ， 且 并 在 中 频 频 点 产 生 相 应 的 分量 。 比 较 麻 烦 的 是 ，
收 机 设 计 中 的应 用 。并 以 Ｍ Ａ ９ ３有 源 混 频 器 在 ＵＭＴＳ 些 杂 散 分 量 的 幅 度随 着ｍ或 者ｎ 增 加 而 减 小 。 Ｘ９ ９ 的 ＷＣ ＤＭＡ 系统 中 的 应 用 为例 具 体 分析 Ｉ２与 ２×２杂 散 响 应 Ｐ
的 关系。
在 确 定 所 要 处理 的频 率 范 围之 后 ， 谨 慎 应 选择 Ｉ Ｆ和 Ｌ 的 频 率 ，以 避 免任 何 可 能 的 混 频 Ｏ
混频器频谱
混频器频谱
一个混频器的频谱通常由以下几个部分组成：
1. 输入信号频谱：输入到混频器中的信号的频谱。
这取决于输入信号的频率和幅度，可以是连续的频谱或离散的频谱。
2. LO频谱：LO（Local oscillator）信号的频谱。
LO信号是用
来与输入信号混合的本地振荡信号，它的频率通常要比输入信号的频率高一些，以产生差频信号。
LO频谱通常是一个窄带
的高斯分布。
3. 混频后的信号频谱：混频器将输入信号与LO信号相乘，得
到输出信号。
输出信号的频谱是输入信号和LO信号频谱的乘积，通常是两个频谱的卷积。
输出信号通常包含了原始信号的频率、LO信号的频率以及它们之间的和差频率。
4. 混频器杂散频谱：混频器在将输入信号与LO信号相乘时，
还会产生一些杂散信号（也被称为混频器非线性失真）。
这些杂散信号在频谱中通常以离散的点或连续的条带形式呈现。
混频器频谱的形状和特征受到多个因素的影响，包括输入信号和LO信号的频率、幅度和相位关系，混频器的非线性特性等。
对于不同类型的混频器（如倍频混频器、加法混频器、乘法混频器等），它们的频谱特征也会有所不同。
使用频谱分析仪测量WCDMA基站发射机传导杂散的技术要点
通过分析频谱分析仪 的技术指标 ，可以计算出 在杂散的不 同测量频段 ，仪表的动态范围和本底是
否 能满 足测 试要 求 。 外 ， 另 杂散 测试 要求 测 量平 均 功 率， 在测 量 时也 要注 意检 波方 式 和测 量点 数 的选 择 。
在我 国， Ｄ ＷＣ ＭＡ 型号 核 准 的 杂 散 测 试 依 据 的
限值是 Ｙ ／ ５ —０ ７ （Ｇ ｚ Ｄ Ａ数字蜂窝 ＤＴ１ ２ ２ ０ ２ Ｈ ５ ＷＣ Ｍ
表 １ 杂 散 限值
频带
９ Ｈ －１５ ｋ ｚ ｋ ｚ ０ Ｈ １ ０ Ｈ 一３ Ｈ ｋ ｚ ０Ｈ ｚ ５ ３ Ｍ Ｈ －１Ｇ ｚ ０ ｚ Ｈ
１Ｈ— ｃ 一 ０Ｈ Ｇ ｚ Ｆ ｌ ６ Ｍ ｚ或 ２ Ｏ Ｍ ｚ 两 者 中 的最 大值 ） １Ｏ Ｈ（ ［ｃ 一 ０ Ｈ Ｆ ｌ ６ Ｍ ｚ或 ２ Ｏ Ｍ ｚ 两 者 中 的最 大 值 ） １ Ｏ Ｈ ］（ 到［ｃ 一 ０ Ｈ Ｆｌ ５ Ｍ ｚ或 ２ Ｍ ｚ 两者 中的最大值 ） １ Ｏ Ｈ ］（ Ｏ
图 １中标 出了每 一级 混频 器 的 １ Ｂ压缩 点 。 ｄ 偏
离载波频率 ５ Ｈ 的信号 只会加载到第一混频器 ０Ｍ ｚ 上。当 测 量 频 率 离 载 波 频 率 越 来 越 近 时
图１ 为某个型号的频谱分析仪 （ 不同的频谱分
析仪 ， 混频级数和频点不 同） 的简化框 图， 图中可 以
泰尔测试 … … … … … … … … … ・
Ｖ １＿ｒＩ Ｔ ｅｓｔ －
频输 出口处测量 。Ｇ Ｐ ３ Ｐ 标准要求基站杂散发射 的测
量 从 基 站 工 作 的 第 一 个 和 最 后 一 个 载 波 偏 移
无线接收机中的杂散和电源噪声问题研究
无线接收机中的杂散和电源噪声问题研究无线接收机中的杂散和电源噪声问题研究引言无线通信技术的发展为人们的生活带来了诸多便利，而无线接收机作为无线通信系统的重要组成部分，承担着信号接收与解码的重要任务。
然而，在实际应用中，无线接收机常常面临着杂散和电源噪声等问题的困扰。
这些问题对于接收信号的质量和系统性能有着重要影响，因此对无线接收机中的杂散和电源噪声问题进行深入研究显得十分必要。
一、杂散噪声问题1. 杂散噪声的来源杂散噪声是指无线接收机中与所需信号频率不同的其他频率成分所引起的干扰信号。
主要的来源可以归纳为以下几种：（1）局部振荡器引起的杂散；（2）射频放大器引起的杂散；（3）混频器引起的杂散；（4）其他各种非线性元件引起的杂散。
2. 杂散噪声的对策为了减少杂散噪声的影响，可以采取以下几种方法：（1）选择合适的局部振荡器，提高其频率稳定性和抑制杂散辐射的能力；（2）采用低噪声射频放大器，提高其线性度和噪声系数；（3）选择合适的混频器，提高其非线性度和抑制杂散的能力；（4）采用线性度好的非线性元件。
二、电源噪声问题1. 电源噪声的来源电源噪声是指无线接收机中来自电源的干扰信号，主要来源有以下几方面：（1）交流电源带来的电磁辐射干扰；（2）开关电源带来的开关噪声；（3）其他电源电子元件带来的噪声。
2. 电源噪声的对策为了减少电源噪声对无线接收机的影响，可以采取以下措施：（1）加强电源滤波，提高电源线的抗干扰能力；（2）采用分离电源，避免干扰信号从电源线传入接收机；（3）优化开关电源设计，提高开关频率，减小开关噪声；（4）加强对电源电子元件的选择和配套，降低噪声产生。
结论无线接收机中的杂散和电源噪声问题对接收信号质量和系统性能有着重要影响。
因此，在无线通信系统的设计和制造过程中，应该对杂散和电源噪声问题进行综合考虑，并采取相应的对策。
通过选择合适的振荡器、放大器、混频器等元件，并加强对电源的滤波和优化设计，可以有效地降低杂散和电源噪声，提升无线接收机的性能和信号接收质量。
浅谈变频器杂散的成因及应对措施
浅谈变频器杂散的成因及应对措施作者：黄慧燕来源：《中国科技博览》2013年第25期[摘要]为了解决杂散对通信系统以及雷达系统的影响，本文分析了变频器杂散产生的原因，杂散大部分是本振与输入信号的交调产物，除此以外还有一些其他因素也会产生杂散干扰，同时本文针对杂散产生的不同原因提供了不同的解决方法。
[关键词]变频器杂散原理措施中图分类号：TN77 文献标识码：TN 文章编号：1009―914X（2013）25―0528―011.引言变频器是现代通信系统和雷达系统的重要组成部分，完成系统中射频（微波）信号和中频（基带）间的频谱搬移工作，是系统中不可或缺的组成部件。
变频器的杂散指标是变频器的关键性能指标之一，变频器杂散的大小会影响通信系统的性能指标，造成系统误码率的上升，严重时会导致系统无法正常工作。
2.杂散产生的原理变频器按输入输出频率的不同可分为上变频器和下变频器，上变频器一般是将频率较低的基带信号或中频信号变频至频率较高的射频信号或频率更高的微波信号；下变频器与之相反，将天线接收到的高频信号变至频率较低的中频或基带信号，其原理如下：图1 变频器变频原理框图图中频率间关系满足公式。
当混频器输入端作用频率为的有用信号时，混频器的输出端会产生频率为的众多频率分量，频率分量满足上式关系，信号输出幅度随着的增大而迅速的减小，因此变换通道中一般只有一个频率是有用的，即（或），混频器后连接选频网络，将有用信号选择出来。
分析上式，我们看到在混频器的输出端存在着大量的无用信号，该信号即为系统的杂散信号，如果杂散信号，为中频信号带宽，则杂散信号十分接近有用信号，此时杂散信号对通信系统有害，其危害程度同杂散信号的幅度大小及通信系统的调制方式等有关，一般杂散幅度越大其危害越大，甚至导致系统无法正常工作。
当系统的变频次数增加时，其杂散组合会更多，如采用两次变频方案，其输出频率满足，虽然一次变频有滤波器滤除杂散，但由于有些杂散幅度较大，而滤波器的抑制能力有限，因此一次变频后的部分杂散可能会与二本振混频，产生落入信号带内的干扰。
PLL频率合成器的杂散性能分析
器,以提高其反向隔离度;③使用一个对应工作频
段的定向耦合器,但需要占用一定的PCB板空间。
112110
在离PLL芯片稍远一点的地方,这样在小电容和大
电容之间的走线将增加线上的电感,这种做法有助
于抑制高频噪声。同时在电源线上增加一个小电阻
有助于抑制低频噪声,这个电阻上的压降一般保持
器设计的首选。
PLL频率合成器的关键指标主要有
相位噪声、杂散抑制和换频时间等。由于换频时间
不具有普遍性
,仅在频率捷变系统中有严格的要求
,
另外关于相位噪声性能分析的资料较多
,因此本文
仅对频谱杂散进行详细分析。
1 杂散性能分析
111 杂散概念
杂散是指和输出信号没有谐波关系的一些无用
在载波频率的两端。工程上的解决方法主要是对参
考信号进行适当的滤波处理,以及保持一个合理的
输入电平。
11216 双PLL相互串扰引入的杂散
该类杂散通常出现在2个PLL电路靠的比较近
且同时工作的场合。某些情况下,这类杂散将会比
较大。其原因在于不合理的电源设计以及PCB布
局设计。2个PLL的充电泵同时工作时,它们将在
有
:必须保证
PLL芯片的输入信号电平在芯片标识
特性的范围以内
,同时尽可能在工作频率上实现阻
抗匹配
,并且使
VCO的谐波抑制小于
-20 dBc ,甚至
更低
,以减少前置分频器的计数错误。
11219 前置分频器输出引入的杂散
该类杂散通常离载波频率比较远
,偏移值为
:①在反馈路径上放一个有
混频原理介绍与分析
混频原理介绍与分析混频原理是指将两个或多个不同频率的信号进行合成，生成一个新的频率信号的过程。
混频技术在无线通信、调频广播、雷达、导航系统等领域有着广泛的应用。
本文将从基本原理、混频器的分类和工作原理、混频器的性能参数等方面进行详细的介绍和分析。
一、基本原理混频原理的基本思想是通过非线性元件将两个或多个不同频率的信号相乘，以产生新的频率分量。
通常使用的非线性元件有二极管、晶体管、场效应管等。
当两个输入信号分别为f1和f2时，通过非线性元件，可以产生频率为f1、f2以及(f1±f2)的频率成分。
其数学表达式为：f3=，2f1±f2，或f4=，2f2±f1二、混频器的分类和工作原理混频器按照混频信号的处理方式可以分为平衡混频器和非平衡混频器两类。
平衡混频器采用平衡型电路，输入信号在非线性元件之前需要进行平衡混频，主要通过互补的非线性元件实现。
平衡混频器可以有效抑制杂散分量的出现，提高混频器的线性度和动态范围。
其中，二极管混频器（均衡）是应用最广泛的，其工作原理是将两个信号分别通过两个二极管，然后再将两个二极管的输出信号相加，最后通过滤波器滤除幅度较小的不需要的频率分量。
非平衡混频器主要有单边带混频器、振荡混频器和自脉冲混频器。
单边带混频器通过抑制一个较强的本地振荡信号来实现混频，它可以实现频率的选择性混频。
振荡混频器以混频信号为输入，在非线性元件中产生新的频率成分。
自脉冲混频器是一种特殊的非平衡混频器，通过将本地振荡信号送入非线性元件，产生自脉冲信号，然后通过滤波器来获得所需频率。
三、混频器的性能参数混频器的性能参数主要包括转换增益、本地振荡抑制比、本地振荡频率抑制比和反射损耗等。
转换增益是指输入信号到输出信号间的增益，通常以分贝（dB）为单位。
转换增益越大，表示混频器性能越好。
本地振荡抑制比是指混频器对本地振荡信号的抑制能力。
本地振荡抑制比越大，表示混频器对本地振荡信号的抑制能力越强。
混频器2x2杂散响应与IP2的关系
关键词: 混频器, 2阶截止点, IP2, 杂散抑制, 数字接收机, 中频, IF, 本振, LO, 非线性, 杂散成分, 杂散响应, 高端, 低端, 注入, UMTS, WCDMA, 输入截止点, II相关型号应用笔记1838混频器2x2杂散响应与IP2的关系Jan 21, 2008摘要：本文对2阶交调点(IP2)以及2 x 2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2 x 2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述：f IF = ±fRF± fLO上式中fIF 表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
) 利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
混频原理介绍与分析
6、端口驻波比，
三、常用集成放大器型号
无源混频 MD540005、MD540006、HMC399、HMC400 有源混频器 LT5521、HMC483、HMC485
2
By bingge Data:20201010
四、VCO
1、集成 VCO 目前公司用的主要是集成 VCO， LMX2531,HMC832 系列。 2、分立 VCO 分立 VCO 有 VCO+PLL 组成，PLL 芯片 MB15E07。
混频原理介绍
一、 混频简介
在一个跟定的射频信号，具有理想本振的理想混频器只产生两个信号输出，一个是射频 与本振只和，一个是射频与本振只差，通过滤波器选取所希望的信号，选取 IF 频率比 RF 频率低，称之为下变频，反之为上变频，
ARF 为射频信号的幅度，fRF 为射频的频率，ALO 为本振信号的幅度，fLO 为本振的频率， IF 为中频信号。
二、 混频器参数
1、 变频损耗（增益），混频器输入端口（RF）的信号功率与输出端口（IF）的信号功率 之比
1
By binggeΒιβλιοθήκη Data:20201010
2、噪声系数，输入端与输出端自个的信噪比 3、线性特性（1dB 压缩点、三阶交调点） 4、本振激励电平，只有适合的激励电平混频器才能获得最佳的性能 5、端口隔离度，任一个端口的输入信号与任一其他端口信号电平的衰减量，三个端口 隔离度（RF-IF、RF-LO、LO-IF）
六、故障排除
1、无源混频器故障排除，无法用简单的方法排除，需要用调头（或者触头）来判断， 首先 LO 的电平要在器件推荐的激励电平，输入 RF 射频信号，看 IF 中频输出信号电平，即 可知道混频器的转换增益，从而判断器件的好坏。
杂散发射 指标-概述说明以及解释
杂散发射指标-概述说明以及解释1.引言1.1 概述【概述】杂散发射是电子设备或系统在工作过程中产生的不必要的电磁辐射现象。
电磁辐射不仅会影响设备的正常工作，还可能对周围的电子设备和通信系统产生干扰。
因此，减少和控制杂散发射对于保证电子设备和系统的正常运行至关重要。
本文旨在深入探讨杂散发射的相关问题，包括其定义、产生原理以及影响因素。
通过对杂散发射的研究，我们可以更好地理解杂散发射对设备和系统的影响，并提出相应的控制和减少方法，以提高设备的性能和可靠性。
在本文的背景介绍部分，我们将会介绍杂散发射问题的背景和相关现象，旨在引起读者对这一问题的重视。
接下来，我们将详细阐述杂散发射的定义和产生原理，从物理角度解释杂散发射的机制。
同时，我们还将讨论杂散发射的影响因素，包括电路设计、材料选择和工作环境等方面的因素。
在结论部分，我们将总结杂散发射对设备和系统的重要性，并提出一些减少杂散发射的方法。
这些方法包括优化电路设计、改进材料选择和加强防护措施等。
此外，我们还将展望杂散发射领域未来的研究方向，希望能对相关领域的学者和工程师提供一些启发和指导。
通过本文的阅读，读者将能够全面了解杂散发射的概念和影响因素，并了解如何减少和控制杂散发射对设备和系统的影响。
相信本文将为相关领域的专业人士提供有益的参考和指导。
1.2 文章结构文章结构是一篇长文的基本框架，它有助于读者更好地理解文章的主要内容和组织架构。
本文的结构主要包括引言、正文和结论三个部分。
引言部分将对杂散发射的主题进行概述，简要介绍杂散发射的定义和原理，并明确文章的目的和意义。
正文部分则是论述杂散发射的核心内容，其中包括背景介绍、杂散发射的定义和原理以及杂散发射的影响因素等内容。
背景介绍部分可以对杂散发射问题所涉及的领域进行概述，引发读者的兴趣。
接着，通过解释杂散发射的定义和原理，读者可以了解到杂散发射的基本概念和机理。
最后，讨论杂散发射的影响因素，可以深入分析导致杂散发射产生的各种因素，并归纳总结对杂散发射的影响。
混频器杂散分析
确定总体半中频杂散指标和为LTE接收机选择RF混频器发布时间: 2012-8-7 10:20 发布者: eechina作者：Maxim公司Dan Terlep本文介绍如何满足高性能基站(BTS)接收机对半中频杂散指标的要求。
为达到这一目标，工程师必须理解混频器的IP2与二阶响应之间的关系，然后选择满足系统级联要求的RF混频器。
混频器数据手册以二阶交调点(IP2)或2x2杂散抑制指标的形式表示二阶响应性能。
本文通过介绍这两个参数之间的关系，说明接收机设计以及如何确定总体半中频杂散指标。
以MAX19997A的IP2与2x2关系为例，这是一款用于E-UTRA LTE接收机的有源混频器。
混频器谐波在超外差接收机电路中，混频器将高频RF信号转换到较低中频(IF)，该过程称为下变频。
混频器中，如果输出频率为射频输入频率减去本振(LO)输入频率，称为低边注入(LO频率低于RF频率)；如果输出频率为LO频率减去RF频率，则称为高边注入。
下变频过程可由下式表示：fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO式中，fIF为混频器输出端口的中频；fRF为加至混频器RF端口的RF信号；fLO为加至混频器LO端口的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅值和相位与其输入信号的幅值和相位成比例，与LO信号无关。
在这一假设前提下，混频器幅值响应与RF输入信号成线性关系，也与LO信号幅值无关。
然而，由于混频器的非线性特性，将产生所不希望的混频产物，称为杂散响应。
杂散响应是由混频器RF端口输入的干扰或噪声信号引起的，在IF频率产生响应。
到达RF输入端口的干扰信号可能没有在所规定的RF带宽内，但也会造成麻烦。
这类信号通常具有足够高的功率，混频之前的RF滤波器不能对其实施足够衰减，使其引起额外的杂散响应，直接影响到所要求的IF信号，混频原理可表示为：fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO注意，m和n为RF和LO频率的整数次谐波，通过混频产生格中杂散产物组合。
matlab计算混频杂散
matlab计算混频杂散
混频杂散是指在混频过程中产生的非线性失真和杂散信号。
在MATLAB中，可以通过以下步骤计算混频杂散：
1. 确定混频系统的输入信号和混频器的参数。
例如，输入信号
可以是一个正弦波，混频器可以有特定的增益和非线性特性。
2. 使用MATLAB的信号生成函数创建输入信号。
例如，可以使
用`sin`函数生成一个正弦波信号。
3. 定义混频器的参数。
这包括混频器的增益和非线性特性。
可
以使用MATLAB的变量来表示这些参数。
4. 将输入信号输入混频器，并通过非线性函数进行混频。
可以
使用MATLAB的运算符和函数来实现这一步骤。
5. 将混频后的信号与输入信号进行比较，以获得混频杂散信号。
可以使用MATLAB的运算符和函数来计算差异。
6. 分析混频杂散信号的频谱特性。
可以使用MATLAB的频谱分
析函数来计算和绘制混频杂散信号的频谱。
7. 根据需要，可以进一步优化混频系统的参数，以减小混频杂散的影响。
可以使用MATLAB的优化工具箱来实现这一步骤。
需要注意的是，以上步骤只是一般的计算混频杂散的方法，具体的实现可能会因混频系统的复杂性而有所不同。
在实际应用中，还需要考虑其他因素，如噪声、滤波等。
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确定总体半中频杂散指标和为LTE接收机选择RF混频器发布时间: 2012-8-7 10:20 发布者: eechina作者：Maxim公司Dan Terlep本文介绍如何满足高性能基站(BTS)接收机对半中频杂散指标的要求。
为达到这一目标，工程师必须理解混频器的IP2与二阶响应之间的关系，然后选择满足系统级联要求的RF混频器。
混频器数据手册以二阶交调点(IP2)或2x2杂散抑制指标的形式表示二阶响应性能。
本文通过介绍这两个参数之间的关系，说明接收机设计以及如何确定总体半中频杂散指标。
以MAX19997A的IP2与2x2关系为例，这是一款用于E-UTRA LTE接收机的有源混频器。
混频器谐波在超外差接收机电路中，混频器将高频RF信号转换到较低中频(IF)，该过程称为下变频。
混频器中，如果输出频率为射频输入频率减去本振(LO)输入频率，称为低边注入(LO频率低于RF频率)；如果输出频率为LO频率减去RF频率，则称为高边注入。
下变频过程可由下式表示：fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO式中，fIF为混频器输出端口的中频；fRF为加至混频器RF端口的RF信号；fLO为加至混频器LO端口的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅值和相位与其输入信号的幅值和相位成比例，与LO信号无关。
在这一假设前提下，混频器幅值响应与RF输入信号成线性关系，也与LO信号幅值无关。
然而，由于混频器的非线性特性，将产生所不希望的混频产物，称为杂散响应。
杂散响应是由混频器RF端口输入的干扰或噪声信号引起的，在IF频率产生响应。
到达RF输入端口的干扰信号可能没有在所规定的RF带宽内，但也会造成麻烦。
这类信号通常具有足够高的功率，混频之前的RF滤波器不能对其实施足够衰减，使其引起额外的杂散响应，直接影响到所要求的IF信号，混频原理可表示为：fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO注意，m和n为RF和LO频率的整数次谐波，通过混频产生格中杂散产物组合。
通常情况下，这些杂散分量的幅值随m或n的增大而减小。
已知相应的RF输入频率范围，谨慎规划频率，选择适当的IF及相应的LO频率。
仔细规划频率非常重要，因为它有助于减少混频后落入有效信号频带的干扰，这些干扰源会直接影响接收器性能。
对于宽带系统，频率规划时避免杂散混频产物更加困难，需要利用滤波器抑制那些可能落入IF频带的带外(OOB) RF信号。
混频器之后的IF滤波器的选择性限定在只允许通过有效信号频率，由此，在信号进入最终检测器之前(混频器之后)对杂散响应进行衰减。
IF滤波器不会衰减IF带内的杂散响应。
许多类型的平衡混频器将抑制m或n为偶数的杂散成分。
理想的双平衡混频器抑制m或n(或两者)为偶数的所有谐波分量。
双平衡混频器中的IF、RF和LO端口彼此隔离，使LO泄漏降至最小，并提供固有的RF至IF隔离。
双平衡混频器设计能够提供最佳的线性特性，降低每个端口的滤波器衰减要求。
半中频杂散频率分布2阶杂散响应(被称作半中频，1/2 IF)是一种非常棘手的特殊杂散信号。
混频器中，当m = 2，n = -2时称为低边LO注入；m = -2，n = 2时，称为高边LO注入(图1)。
对于高边注入，产生半中频杂散响应的输入频率比所要求的RF信号频率高fIF/2。
例如，所要求的RF中心频率为2510MHz (E-UTRA上行链路信道号39790)。
该RF频率与2860MHz LO频率混频后，产生IF频率为350MHz。
本例中，2685MHz为不希望出现的信号(或阻塞信号)，产生350MHz的半中频杂散分量。
对于低边注入，产生半中频杂散的输入频率比所要求的LO频率高fIF/2。
图1：E-UTRA高边LO注入示例，显示了所要求的fRF、fLO、fIF和不希望出现的fHALF-IF频率分布。
假设：●fRF中心频率= 2510MHz●fLO= 2860MHz●fIF = f LO- fRF= 2860MHz - 2510MHz = 350MHz计算造成杂散响应的阻塞频率：fHALF-IF= fRF+ fIF/2 = 2685MHz检查算法以验证半中频阻塞或杂散频率：2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF+ fIF/2) = 2fRF+ 2fIF- 2fRF- fIF= fIF这造成半中频杂散频率产生不希望的IF杂散信号：2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz接收器的IP2如果器件数据手册没有直接给出2x2杂散响应的抑制度，则可从混频器的IP2指标推导。
假设：只有RF和LO的基波分量施加在混频器端口，谐波失真仅由混频器自身产生。
RF通路的镜频抑制滤波器会在混频器前端抑制任何不希望出现的RF放大器谐波；LO通路的噪声滤波器对LO注入产生的谐波进行抑制。
强输入信号无论是在器件或系统的输入或输出端都会产生失真或交调产物，这些产物可通过计算交调(IP)进行量化。
输入交调计算中假定有用信号的幅值与干扰信号分量的输入幅值相同。
如果混频器LO功率保持恒定，IP或失真产物的阶数仅由RF的倍乘(而非LO倍乘)决定，这是因为我们仅考虑RF信号的变化，阶数代表失真产物的幅值随输入电平的上升而增加的快慢。
例如，由于成平方关系，当输入信号增大1dB时，2阶交调(IM)产物的幅值增加2dB。
半中频杂散功率水平以下讨论以MAX19997A下变频混频器为例，从数据手册的交流电气特性规格中可以查到以下指标：●RF杂散功率为-5dBm (2685MHz)●LO电平设置为+0dBm (2860MHz)●典型2LO - 2RF杂散响应比RF载波电平低64dB，单位为dBc；64dBc指2阶交调抑制比(IMR2)。
●计算得到：PSPUR= -5dBm + (-64dBc) = -69dBm。
MAX19997A如此优异的2x2性能在其输入形成以下等效的IP2性能(IIP2)：IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR= IMR2 + PRF= 2 × 64dBc + (-69dBm) = 64dBc + (-5dBm)= +59dBm同样，MAX19985A 900MHz有源混频器提供典型的2RF - 2LO杂散响应，在类似条件下等于71dBc：IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF= 2 × 71dBc + (-76dBm) = 71dBc + (-5dBm)= +66dBmE-UTRA LTE示例假设E-UTRA LTE蜂窝系统与同类BTS共存，从而产生高达+16dBm的OOB CW阻塞信号(如3GPP TS 36.104 V10.2.0标准所述，图2所示)。
对于LTE接收机，由于半中频杂散信号的原因，天线端口要求的等效IIP2为+131dBm。
采用以下步骤进行计算：●预期信号电平=灵敏度功率电平(PSENSITIVITY) + 6dB = -95.5dBm●对于LTE 5MHz载波，采用SNR = -1.1dB，对应于合成噪声和杂散产物的最高电平-96.6dBm。
●通过减去相应带宽的热噪声和噪声系数(本例中，减去KTBF = -100.4dBm)，确定最大允许杂散产物电平为-98.9dBm，●计算2阶交调比，IMR2 = 115dB。
●最后，计算得到：IIP2 = +131dBm，如图2所示。
图2：对于LTE广域BTS接收器，OOB +16dBm CW阻塞信号要求最小IIP2指标为+131dBm；5MHz间距，采用QPSK、R=1/3调制。
图3所示为接收器前端简化框图，标出了第一混频器中每一级的增益、2阶IP和半中频选频性。
图3：IIP2 LTE示例的简化方框图，标出了MAX19997A IIP2性能和相关的滤波器选频特性。
整体级联IIP2性能由各级的增益、滤波器在半中频位置的选择性，以及混频器IIP2(或2x2)性能决定。
由于混频器主要影响通道的串联IIP2，所以，在以下计算中忽略其它级的IIP2。
混频器之前的IIP2随着通道各级增益而降低(dB对dB)。
实际应用中，在混频器前端增加半中频的RF滤波，以提供额外的杂散抑制。
计算天线端口的等效IP提高幅度为半中频选择性的2倍，单位为dB。
这是因为二次谐波失真分量幅度的增加速度是带内信号幅度增加的两倍。
利用E-UTRA LTE 3GPP接收器设计示例中计算的MAX19997A的+59dBm IIP2，计算天线端口的串联IIP2：IIP2Cascade= IIP2Mixer- Gain + 2 × Selectivity = +131dBmIIP2Cascade= +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBmMAX19997A如此优异的2LO - 2RF杂散指标对设计的影响举足轻重。
为满足接收器的半中频杂散指标，器件可降低对滤波器选择性的要求(如本例所示)，或采用额外的滤波器滤波时，可提供技术指标裕量。
结论本文介绍了如何确定半中频杂散性能，以及如何将混频器的2x2杂散响应(IMR2)转换为对应的IIP2，或相反的指标转换。
对这种二阶关系的理解可以帮助射频工程师根据具体应用确定合适的混频器性能。
MAX19997A 2.5GHz混频器和MAX19985A 900MHz混频器均具有优异的2x2 (IP2)指标，降低了接收器对半中频杂散滤波的要求，使这些混频器可理想用于高性能无线设计。