第六章放大器的频率特性详解
合集下载
第6章 放大电路的频率响应
讨论一
为什么波特图开阔了视野？同样长度的横轴， 为什么波特图开阔了视野？同样长度的横轴，在 单位长度不变的情况下，采用对数坐标后， 单位长度不变的情况下，采用对数坐标后，最高频 率是原来的多少倍？ 率是原来的多少倍？ O 10 10 20 30 102 103 40 50 104 105 60 106 f lg f
' ' C π = C π + Cµ
β0
rb'e
≈
I EQ UT
＝？
二、电流放大倍数的频率响应
1. 适于频率从0至无穷大的表达式
& Ic & β= & Ib
U CE
' ' 因为k = − g m RL = 0， 所以 C π = C π + Cµ
& β=
& g mU b'e 1 & U b'e [ + jω (Cπ + Cµ )] rb'e
Vi -
ω0
图06.01RC低通电路
1 Av = 1+ ( f
f0 = fH =
fH
)2
1 2πRC
ϕ = −arctg( f f ) H
由以上公式可做出如图06.02所示的RC低 通电路的近似频率特性曲线：
Av = 1 1+ ( f
fH
)2
ϕ = −arctg( f f ) H
图06.02 RC低通电路的频率特性曲线
讨论二
电路如图。 电路如图。已知各电阻阻 静态工作点合适， 值；静态工作点合适，集电 极电流I 极电流 CQ＝2mA；晶体管的 ； rbb’=200Ω，Cob=5pF， ， ， fβ=1MHz,β0=80。 。 试求解该电路中晶体管高 频等效模型中的各个参数。 频等效模型中的各个参数。
第六章 集成运算放大器
偏置电路是为集成运算放大器的输入级、中间级和输出级电路 提供静态偏置电流，设置合适的静态工作点。 运算放大器的图形符号如图6-2所示，其中反相输入端用“-”号 表示，同相输入端用“+”号表示 。器件外端输入、输出相应 地用N、P和O表示。
图6-2 运算放大器的图形符号
二、集成运算放大器的主要参数 1. 开环差模电压放大倍数 uo 开环差模电压放大倍数A
图6-4 反馈信号在输出端的取样方式 （a）电压反馈 （b）电流反馈
（4）串联反馈和并联反馈—─反馈的方式 如果反馈信号与输 入信号以串联的形式作用于净输入端，这种反馈称为串联反 馈，如图6-5（a）所示。如果反馈信号与输入信号以并联的 形式作用于净输入端，这种反馈称为并联反馈，如图6-5（b） 所示。可用输入端短路法判别，即将放大电路输入端短路， 如短路后反馈信号仍可加到输入端，则为串联反馈，如短路 后反馈信号仍无法到输入端，则为并联反馈。
图6-7 放大电路的传输特性1—闭环特性 2—开环特性
(3)展宽了通频带 放大器引入负反馈后，虽然放大倍数降低了，但放大器的稳定 性得以提高，由于频率不同而引起的放大倍数的变化也随 之减小。在不同的频段放大倍数的下降幅度不同，中频段 下降的幅度较大，而在低频段和高频段下降的幅度较小， 结果使放大器的幅频特性趋于平缓，即展宽了通频带。
(4)改变了输入输出电阻 负反馈对输入电阻的影响取决于反馈信号在输入端的连接方式。 并联负反馈是输入电阻减小，串联负反馈是输入电阻增大。 负反馈对输出电阻的影响取决于反馈信号在输出端的取样方 式。电压负反馈是输入电阻减小，电流负反馈是输入电阻增 大。电压负反馈有稳定输出电压的作用，电流负反馈有稳定 输出电流的作用。 电压串联负反馈使电压放大倍数下降，稳定了输出电压，改善 了输出波形，增大了输入电阻，减小了输出电阻，扩展了通 频带。电压并联负反馈使电压放大倍数下降，稳定了输出电 压，改善了输出波形，减小了输入电阻，减小了输出电阻， 扩展了通频带。电流串联负反馈使电压放大倍数下降，稳定 了输出电流，改善了输出波形，增大了输入电阻，增大了输 出电阻，扩展了通频带。电流并联负反馈使电压放大倍数下 降，稳定了输出电流，改善了输出波形，减小了输入电阻， 增大了输出电阻，扩展了通频带。
《放大器的频率特性》课件
频率特性的参数和指标
放大器的频率特性可以通过一些参数和指标来评估，如增益、带宽、相位差等。这些参数帮助我们了解 放大器在不同频率下的工作表现。
不同类型放大器的频率特性
1
低频放大器的频率特性
低频放大器在低频段有较好的增益和相位特性，适用于音频放大等应用。
2
中频放大器的频率特性
中频放大器在中频段保持较稳定的增益和相位，适用于射频和通信等应用。
3
高频放大器的频率特性
高频放大器在高频段有较好的增益和相位特性，适用于无线电和雷达等应用。
宽带放大器的频率特性
宽带放大器的频率特性可以在较宽的频率范围内保持较稳定的增益和相位特 性。
频率特性对放大器性能的影响
1 频率响应的平坦性
平坦的频率响应可以保证信号在不同频率下的准确放大，避免信号失真。
ห้องสมุดไป่ตู้2 频率扭曲和失真
频率扭曲和失真会导致信号质量下降，影响放大器的工作效果。
3 带宽和增益衰减
带宽和增益衰减是频率特性的重要指标，影响放大器的传输能力。
优化放大器的频率特性
相位校正和倒角设计
通过相位校正和倒角设计可以优化放大器的相 位特性，提高信号质量。
反馈网络的设计
合理设计反馈网络可以帮助优化放大器的频率 特性，提升放大器的工作效果。
放大器的频率特性
放大器的频率特性是指放大器在不同频率下的效果表现。了解频率特性能够 帮助我们优化放大器的工作效果。
什么是放大器的频率特性
放大器的频率特性是指放大器在不同频率下的增益和相位等性能参数的变化 情况。它决定了放大器对不同频率信号的处理效果。
频率响应曲线
频率响应曲线是描述放大器在不同频率下增益与输入频率之间关系的图示。 可以通过频率响应曲线分析放大器的频率特性。
单级放大器及频率特性(2)
(Vo V1 )C gd1s gm1V1 Vo (Cs G) 0
由式(6.1)可得到：
V1
Vo
Cgd1s G Cs gm1 Cgd1s
把式(6.3)代入式(6.1)，可得：
(6.2) (6.3)
Vi RS
Vo
[ RS1
(C gs1
Cgd1 )s][G gm1 C gd1s
图中Ci=Cgs1+Cgd1(1+gm1/G)
共源级的频率响应
根据KCL定理，对于上图所示的电路有：
Vo
( gm1 sC gd1 )V1 s(C Cgd1 ) G
V1
1/
1 / sCi sCi RS
Vi
由以上两式可以很简单地推导出其传输函数
为：
Av (s)
(sCi
(sC gd1 gm1 ) / RS
带宽估算（1）
为了求解其传输出函数，先忽略ro与Cdb（通过后 面的分析可以发现该假设是成立的）
将等效电路在下图中直线切开后求出右半图所示电 路的等效输入特性。
带宽估算（2）
密勒等效
假设Av（s）的零极点频率远高于要设计 的带宽，因此可以用直流值代替Av（s）
这就是所谓的“密勒等效” 在后续工作中需验证一下这个假设是否真正有效
求解方法
总述
对频率特性的研究一般是基于网络系统的传 输函数的零极点的研究。
由信号与系统的理论可知传输函数的零点决 定了系统的稳定程度，而传输函数的极点所 对应的就是系统的转折频率。
因此频率特性的研究主要是通过等效电路推 导出电路的传输函数，进而求出零、极点以 确定电路的频率特性。
以CS电路为例：电路及等效模型
总之，CL减小Vgs到Vo的增益，必然减小了Vi到Vo的增益。
第六章 高频功率放大器-实用PPT
②负载为谐振回路，除了确保从电流脉冲波中取 出基波分量，获得正弦电压波形外，还能实现放 大器的阻抗匹配。
➢工作原理
➢图62 高频功放的工作状态 ➢设输入信号为 ➢
由图61得基极回路电压为
uBE= VBB+Ubmcosωt
（62）
放大器常工作于丙类状态，如图62所示。
输出电流为余弦脉冲,含有直流、 基波(信号频 率分量)和各次谐波分量,输出谐振回路选出基波 分量,就实现了功率放大。
§6.2 谐振式高频功率放大器的工作原理 谐振式高频功率放大器的电路及其特点
晶体管高频功率放大器的原理电路如下图所示, 由晶体管、输出谐振回路和输入回路三部分组成。
图 61 晶体管高频功率放大器的原理电路
➢谐振式高频功率放大器的特点：
①为了提高效率，放大器常工作于丙类状态，晶 体管发射结为负偏置，由Eb（VBB）来保证，流 过晶体管的电流为余弦的脉冲波形；
➢高频功率放大器的主要技术指标 ➢（1）高频输出功率:输出功率 Po ➢（2）效率η: 输出功率/直流电源功率Po/P= ➢（3）功率增益: 输出功率/输入功率Po/Pi ➢（4）带宽B0.7 ➢（5）矩形系数Kr0.1=B0.1/B0.7
➢高频功率放大器的分类 ➢可分为窄带放大器和宽带放大器两类。
晶体管的工作区域 低频区f<0.5fβ ； 中频区f在0.5fβ~0.2fT之间；
高频区f在0.2fT~fT之间。 （ fβ为截止频率，fT为特征频率）
§ 6.3 谐振功率放大器的折线分析法
1. 集电极余弦电流脉冲的分解
如图62所示，集电极电流余弦脉冲是由脉冲高度 Icm和通角θc来决定的。在已知条件下,通过理想化
各次谐波分量的系数为 (2) 在临界工作状态,输出功率最大,且集电极效率也高,常用于发射机的功率输出级，以便获得最大的输出功率。
➢工作原理
➢图62 高频功放的工作状态 ➢设输入信号为 ➢
由图61得基极回路电压为
uBE= VBB+Ubmcosωt
（62）
放大器常工作于丙类状态，如图62所示。
输出电流为余弦脉冲,含有直流、 基波(信号频 率分量)和各次谐波分量,输出谐振回路选出基波 分量,就实现了功率放大。
§6.2 谐振式高频功率放大器的工作原理 谐振式高频功率放大器的电路及其特点
晶体管高频功率放大器的原理电路如下图所示, 由晶体管、输出谐振回路和输入回路三部分组成。
图 61 晶体管高频功率放大器的原理电路
➢谐振式高频功率放大器的特点：
①为了提高效率，放大器常工作于丙类状态，晶 体管发射结为负偏置，由Eb（VBB）来保证，流 过晶体管的电流为余弦的脉冲波形；
➢高频功率放大器的主要技术指标 ➢（1）高频输出功率:输出功率 Po ➢（2）效率η: 输出功率/直流电源功率Po/P= ➢（3）功率增益: 输出功率/输入功率Po/Pi ➢（4）带宽B0.7 ➢（5）矩形系数Kr0.1=B0.1/B0.7
➢高频功率放大器的分类 ➢可分为窄带放大器和宽带放大器两类。
晶体管的工作区域 低频区f<0.5fβ ； 中频区f在0.5fβ~0.2fT之间；
高频区f在0.2fT~fT之间。 （ fβ为截止频率，fT为特征频率）
§ 6.3 谐振功率放大器的折线分析法
1. 集电极余弦电流脉冲的分解
如图62所示，集电极电流余弦脉冲是由脉冲高度 Icm和通角θc来决定的。在已知条件下,通过理想化
各次谐波分量的系数为 (2) 在临界工作状态,输出功率最大,且集电极效率也高,常用于发射机的功率输出级，以便获得最大的输出功率。
放大电路的频率特性
返回＞＞第三章 放大电路的频率特性通常，放大电路的输入信号不是单一频率的正弦信号，而是各种不同频率分量组成的复合信号。
由于三极管本身具有电容效应，以及放大电路中存在电抗元件(如耦合电容和旁路电容)，因此，对于不同频率分量，电抗元件的电抗和相位移均不同，所以，放大电路的电压放大倍数A u 和相角φ成为频率的函数。
我们把这种函数关系称为放大电路的频率特性。
§1频率特性的一般概念一、频率特性的概念以共e 极基本放大电路为例，定性地分析一下当输入信号频率发生变化时，放大倍数将怎样变化。
在中频段，由于电容可以不考虑，中频A um 电压放大倍数基本上不随频率而变化。
ο180=ϕ，即无附加相移。
对共发射极放大电路来说，输出电压和输入电压反相。
在低频段，由耦合电容的容抗变大，电压放大倍数A u 变小，同时也将在输出电压和输入电压间产生相移。
我们定义：当放大倍数下降到中频率放大倍数的0.707倍时，即2umul A A =时的频率称为下限频率f l 对于高频段。
由于三极管极间电容或分布电容的容抗在低频时较大，当频率上升时，容抗减小，使加至放大电路的输入信号减小，输入电压减小，从而使放大倍数下降。
同时也会在输出电压与输入电压间产生附加相移。
同样我们定义：当电压放大倍数下降到中频区放大倍数的0.707倍时，即2umuh A A =时的频率为上限频率f h 。
共e 极的电压放大倍数是一个复数，ϕ<=•u u A A其中，幅值A u 和相角ϕ都是频率的函数，分别称为放大电路的幅频特性和相频特性。
我们称上限频率与下限频率之差为通频带。
l h bw f f f -=表征放大电路对不同频率的输入信号的响应能力，它是放大电路的重要技术指标之一。
二、线性失真由于通频带不会无穷大，因此对于不同频率的信号，放大倍数的幅值不同，相位也不同。
当输入信号包含有若干多次谐波成分时，经过放大电路后，其输出波形将产生频率失真。
由于它是电抗元件产生的，而电抗元件又是线性元件，故这种失真称为线性失真。
放大电路的频率特性
（3）因各级均为共射放大电路，所以在中频段输出电压与输入 电压相位相反。则整个三级放大增益80dB，即放大倍数为 10000。
电压放大倍数
13 104
Au
1
10 jf
1
j
f 2 105
3
*2.7 电路仿真实例
【例2.8】分析共发射极放大电路
解：利用 Multisim 软件仿真如图2.61所示电路。
（3）高频段
耦合电容和旁路电容的容量较大，视为短路；
极间分布电容（含PN结结电容）容抗减小，不能视为开路。
高频源电压放大倍数为：
1
Aush
Uo Us
U
' s
Ub'e
Uo
Us
U
' s
Ub'e
Ri rb'e jRC'
Rs Ri
rbe
1
1 j RC'
gm RL'
Байду номын сангаас
Ausm
1
1 jRC
Ausm 1 1 j
f
fH
在高频段，电压放大倍数随频率升高而减小，相移也发生
变化。其幅频特性基本与低通电路幅频特性相同。
源电压放大倍数的全频率范围表达式为：
jf
Aus
Ausm 1
j
f fL
fL 1
j
f fL
Ausm 1
j
fL f
1
1
j
f fH
单管放大电路的波特图
综上所述，单管放大电路在低频段主要受耦合电容的影 响，表现在放大倍数随频率降低而降低，相移也增大；中频 段可认为其放大倍数和相移都基本为常数（这是放大电路工 作的频段）。在高频段其特性主要受极间电容的影响，表 现在放大倍数随频率升高而下降，相移也随之增大。
第六章 高频功率放大器(高频电子技术)
高频电子技术第六章 高频功率放大器§6.1 概述为了获得足够大的高频输出功率，必须采用高频功率放大器。
如发射机中，振荡器产生的高频振荡功率往往很小，因此在后面要经过一系列放大——缓冲级、中间放大级、末级功率放大器，才能获得足够的高频功率，然后从天线将信号发送出去。
高频功率放大器的工作频率很高，且工作时要求其频带很窄，如调幅广播电台（535~1605kHz 频段范围），每个台的频带宽度为10kHz ，与1000kHz 左右的工作频率相比，仅相当于百分之一。
因此，高频功率放大器的负载一般都是选频网络（选择有用信号，滤除干扰）。
§6.2 谐振功率放大器的工作原理晶体管的工作频率范围分为三部分：低频区：βf f 0.5<（βf 截止频率，放大倍数下降为低频值的2/1） 中频区：T f f f 2.00.5<<β（T f 特征频率，放大倍数下降为1时的频率） 高频区：T T f f f <<2.0中频区需要考虑晶体管结电容的作用，高频需进一步考虑电极引线电感的作用，分析和计算都非常困难。
因此，从低频区入手来进行分析。
6.2.1 获得高效率所需要的条件(P206)率直流电源提供的直流功==P交流输出信号功率=o P 集电极本身耗散功率=c P 则c o P P P +== 定义集电极效率co oo c P P P P P +===η 可见，如果能降低集电极耗散功率c P ，则集电极效率c η就会提高，给定直流电源提供功率=P 时，晶体管的交流输出功率o P 就会增加。
由c cco P P )1(ηη-=可知 如果%20=c η（甲类功放），则c o P P 41)(1=，如果%75=c η（丙类功放）则得到c o P P 3)(2=，可见，c η从20%提高到75%，输出功率则提高12倍。
************************************************************************************** 甲类功放：通角180°，晶体管完全工作在线性区，交流大信号完全通过晶体管传递到下一级； 乙类功放：通角90°，晶体管部分工作在线性区，部分工作在截止区，交流大信号半波通过晶体管；丙类功放：通角小于90°，晶体管小部分工作在线性区，大部分工作在截止区，交流大信号半波的一部分通过晶体管；丁类功放：固定通角为90°，且工作于开关状态：导通时，进入饱和区，内阻接近于0；截止时，电流为0，内阻接近无穷大。
第6章放大器的频率特性-2
放大器的频率响应 Ch.6 # 7
密勒定理
密勒定理: (a)
(b)
如果上图(a)的电路可以转换成图(b)
的电路，则:
Z1
Z
(1 Av)
式中
AV
=
VY VX
, 是在所关心的频率下
的小信号增益, 通常为简化计算, 我们一
Z2
Z
(
1
A
1 v
)
般用低频增益来代替AV, 这样足可以使我 们深入理解电路的频率特性。
) CGD
RSCGS
RD( CGD
CDB)
1
放大器的频率响应 Ch.6 # 13
共源放大器的频率特性（2）
V0
Vi
s2RSRD( CG SCG D
CG SCS B
( s CGD g m ) RD CGDCDB) s RS( 1 g mRD
) CGD
RSCGS
RD( CGD
CDB)
1
D
ωsp
1
第六章 放大器的频率响应
放大器的频率响应 Ch. 6 # 1
放大器的频率特性
前面我们对各种单级放大器的分析仅集 中在它们的低频特性上，忽略了器件的寄生 电容和负载电容的影响。然而在模拟电路中 ，电路的速度和其它性能指标是相互影响和 相互制约的(如增益↑，速度↓；速度↑，功耗 ↑；噪声↓，速度↓) : 可以牺牲其它指标来换 取高的速度，也可以牺牲速度指标来换取其 它性能指标的改善。因此理解单级放大器的 频率响应是深入理解模拟电路的重要基础。
Vout
KVL: Vin = RS[V1CGSS +(V1 + Vout )CGDS]+ V1 + Vout
密勒定理
密勒定理: (a)
(b)
如果上图(a)的电路可以转换成图(b)
的电路，则:
Z1
Z
(1 Av)
式中
AV
=
VY VX
, 是在所关心的频率下
的小信号增益, 通常为简化计算, 我们一
Z2
Z
(
1
A
1 v
)
般用低频增益来代替AV, 这样足可以使我 们深入理解电路的频率特性。
) CGD
RSCGS
RD( CGD
CDB)
1
放大器的频率响应 Ch.6 # 13
共源放大器的频率特性（2）
V0
Vi
s2RSRD( CG SCG D
CG SCS B
( s CGD g m ) RD CGDCDB) s RS( 1 g mRD
) CGD
RSCGS
RD( CGD
CDB)
1
D
ωsp
1
第六章 放大器的频率响应
放大器的频率响应 Ch. 6 # 1
放大器的频率特性
前面我们对各种单级放大器的分析仅集 中在它们的低频特性上，忽略了器件的寄生 电容和负载电容的影响。然而在模拟电路中 ，电路的速度和其它性能指标是相互影响和 相互制约的(如增益↑，速度↓；速度↑，功耗 ↑；噪声↓，速度↓) : 可以牺牲其它指标来换 取高的速度，也可以牺牲速度指标来换取其 它性能指标的改善。因此理解单级放大器的 频率响应是深入理解模拟电路的重要基础。
Vout
KVL: Vin = RS[V1CGSS +(V1 + Vout )CGDS]+ V1 + Vout
第六章 射频放大器设计
b1 S11a1 S12 a2 b2 S21a1 S22 a2
b1 S11 b S 2 21
S12 a1 a S 22 2
b = S a
b1 b b 2
a1 a a 2
Smith圆上的稳定区域和不稳定区域
微波电路设计
S11 1
L 0 点
| in | 1
是不稳定点
稳定性圆与Smith圆的交接部分是稳定性区域
L 0 点
在稳定性圆内
稳定性分析
微波电路设计
1 2
稳定性圆 稳定性的判定与设计
稳定性的设计与判定
微波电路设计
稳定性包括无条件稳定和有条件稳定 需要研究什么样的前提条件下，能实现稳 定，保证放大器的正常工作 无条件稳定的充要条件
CCEE
第六章 射频放大器设计
射频微波电路设计
射频放大器的设计
微波电路设计
传输线需要与有源器件良好匹配，以降低电 压驻波比、避免寄生振荡。 稳定性分析通常被作为射频放大器设计工作 的第一个步骤。 从以下两个方面分类：
根据应用条件分类：在通信系统中的接收电路中 ，射频放大电路采用低噪声放大电路，负责将微 弱信号放大；在发射系统中，则采用功率放大电 路，负责提供足够功率的射频信号输出。 根据带宽分类：分为窄带放大器和宽带放大器。
1 | S11 |2 | S22 |2 | |2 K 0.79 1 2 | S12 S21 |
| || S11S22 S12 S21 | 0.46 1
在f=1.25GHz处，得到
1 | S11 |2 | S22 |2 | |2 K 1.02 1 2 | S12 S21 |
[知识链接五]放大器的频率特性 (2)
![[知识链接五]放大器的频率特性 (2)](https://img.taocdn.com/s3/m/5de729392f60ddccda38a0d4.png)
[任务五]放大器的频率特性
一、频率特性的基本概念
1、 放大器的频率特性（又称频率响应）：指电路的电压放大 倍数Au与频率f之间的关系，即：
2、 幅频特性│Au(f)│与相频特性
。 与频率f之间的关系。
（1）幅频特性：指放大倍数│Au│与频率f之间的关系；
（2）相频特性：是指放大器的相移
3、阻容耦合共射放大器的幅频特性曲线如图2-1-35所示，能 够得到有效放大的是中频区，两边的区域分别称为低频区和高频区。
4、上限频率fH和下限频率fL ： 放大倍数│Au│下降到最大值 的0.707倍所对应的两个频率，分别称为通带上限频率fH和下限频 率fL。
5、通频带：上限频率fH和下限频率fL差值就是放大器的通频带 （又称带宽）BW，即：BW=fH-fL。
图2-1-35 阻容耦合共射放 大器 的幅频特性曲线
图2-1-36 直接耦合放大器的幅频特性曲 线
图-1-37 用扫频仪测试放大器的幅频特性 图2-1-38 用点频法测试放大器的幅频特性
2、 点频法：如图2－1－38所示，函数信号发生器为放大器提供正弦 信号，用示波器观测放大器的输出波形。保持放大器出入信号的有效值 （在放大器的中频区能有足够的不失真输出幅度，以便观测）不变，仅改 变正弦信号的频率，当输出波形的振幅下降到最大值的0.707倍时，便可 分别得到放大器的上限频率fH和下限频率fL，也就得到了通频带BW。若 用双踪示波器分别观测各频率点下的Uom和Uim（也可用交流毫伏表测 Uo和Ui），便可得到各频率点下的│Au│ （│Au│=Uo/Ui=Uom/Uim），从而在│Au│=f(f)的直角坐标系中 确定对应的点，描绘即得到放大器的幅频特性曲线。
6、直接耦合放大器的幅频特性曲线，如图2-1-36所示。其通带 频率由上限频率所决定，即：BW=fH 。
一、频率特性的基本概念
1、 放大器的频率特性（又称频率响应）：指电路的电压放大 倍数Au与频率f之间的关系，即：
2、 幅频特性│Au(f)│与相频特性
。 与频率f之间的关系。
（1）幅频特性：指放大倍数│Au│与频率f之间的关系；
（2）相频特性：是指放大器的相移
3、阻容耦合共射放大器的幅频特性曲线如图2-1-35所示，能 够得到有效放大的是中频区，两边的区域分别称为低频区和高频区。
4、上限频率fH和下限频率fL ： 放大倍数│Au│下降到最大值 的0.707倍所对应的两个频率，分别称为通带上限频率fH和下限频 率fL。
5、通频带：上限频率fH和下限频率fL差值就是放大器的通频带 （又称带宽）BW，即：BW=fH-fL。
图2-1-35 阻容耦合共射放 大器 的幅频特性曲线
图2-1-36 直接耦合放大器的幅频特性曲 线
图-1-37 用扫频仪测试放大器的幅频特性 图2-1-38 用点频法测试放大器的幅频特性
2、 点频法：如图2－1－38所示，函数信号发生器为放大器提供正弦 信号，用示波器观测放大器的输出波形。保持放大器出入信号的有效值 （在放大器的中频区能有足够的不失真输出幅度，以便观测）不变，仅改 变正弦信号的频率，当输出波形的振幅下降到最大值的0.707倍时，便可 分别得到放大器的上限频率fH和下限频率fL，也就得到了通频带BW。若 用双踪示波器分别观测各频率点下的Uom和Uim（也可用交流毫伏表测 Uo和Ui），便可得到各频率点下的│Au│ （│Au│=Uo/Ui=Uom/Uim），从而在│Au│=f(f)的直角坐标系中 确定对应的点，描绘即得到放大器的幅频特性曲线。
6、直接耦合放大器的幅频特性曲线，如图2-1-36所示。其通带 频率由上限频率所决定，即：BW=fH 。
高频电子线路第六章 高频功率放大器
对于欠压和临界状态，由于集电极电流为脉冲， 其直流分量和基波分量可按脉充分解系数求得。
6.3.4 高频功放的负载特性（输出特性） 高频功放工作于非线性状态,负载特性是指在晶体 管及VCC,VBB Ubm一定时,改变负载电阻RP,功放的各 处电压、功率及效率η随RP变化的关系。 1. Ico 、Icm1与RP关系曲线 在欠压状态，随Rp增大，ICO、ICm1基本不变，在 过压区，随着Rp增大，ic出现下凹，ICO、IC1m减小， 如图6-5（a）。
图 6-5 高频功放的负载特性
2. UCm与RP的关系曲线 如图6-5（a），欠压区内，Icm1变化很小；UCm１ =Icm1RP随RP增大而上升； 在过压区，RP线性增 加，Icm1减小较慢，UCm稍有上升。
3.功率，效率P= 、PO、 ηc与RP的关系曲线 在欠压状态，随Rp增大，P=基本保持不变，PO线性 增大，ηc逐渐增大。进入过压状态，随Rp增大，P= 减少。由此看出，临界状态输出功率最大。而集 电极效率在弱过压区由于PO下降较P=下降缓慢，ηc 略增,在临近临界线的弱过压区,ηc出现最大值。图 6-5(b)是随Rp变化的规律。
=g1(θc)ξ/2 (g1(θc)= α1 (θc)/ α0 (θc)，称为波形系数)
6.3.2 高频功放的uBE～uCE的关系
图6-3 高频功放uBE～uCE的关系
动特性是指当加上激励信号及接上负载阻抗时, 晶体管集
电极电流iC与电压uCE的关系曲线,它在ic～ｕCE坐标系中是
一条曲线。图6-3表示在动态特性一定时uBE～uCE的关系。
（6-10）
直流输入功率与集电极输出高频功率之比就是集 电极定义集电极效率。
由式(6 -7)、(6-8)可以得到输出功率Po和集电极损 耗功率Pc之间的关系为：
6.3.4 高频功放的负载特性（输出特性） 高频功放工作于非线性状态,负载特性是指在晶体 管及VCC,VBB Ubm一定时,改变负载电阻RP,功放的各 处电压、功率及效率η随RP变化的关系。 1. Ico 、Icm1与RP关系曲线 在欠压状态，随Rp增大，ICO、ICm1基本不变，在 过压区，随着Rp增大，ic出现下凹，ICO、IC1m减小， 如图6-5（a）。
图 6-5 高频功放的负载特性
2. UCm与RP的关系曲线 如图6-5（a），欠压区内，Icm1变化很小；UCm１ =Icm1RP随RP增大而上升； 在过压区，RP线性增 加，Icm1减小较慢，UCm稍有上升。
3.功率，效率P= 、PO、 ηc与RP的关系曲线 在欠压状态，随Rp增大，P=基本保持不变，PO线性 增大，ηc逐渐增大。进入过压状态，随Rp增大，P= 减少。由此看出，临界状态输出功率最大。而集 电极效率在弱过压区由于PO下降较P=下降缓慢，ηc 略增,在临近临界线的弱过压区,ηc出现最大值。图 6-5(b)是随Rp变化的规律。
=g1(θc)ξ/2 (g1(θc)= α1 (θc)/ α0 (θc)，称为波形系数)
6.3.2 高频功放的uBE～uCE的关系
图6-3 高频功放uBE～uCE的关系
动特性是指当加上激励信号及接上负载阻抗时, 晶体管集
电极电流iC与电压uCE的关系曲线,它在ic～ｕCE坐标系中是
一条曲线。图6-3表示在动态特性一定时uBE～uCE的关系。
（6-10）
直流输入功率与集电极输出高频功率之比就是集 电极定义集电极效率。
由式(6 -7)、(6-8)可以得到输出功率Po和集电极损 耗功率Pc之间的关系为：
最新模拟CMOS集成电路设计(拉扎维)第6章放大器的频率特性
in
out
(CGD + CDB ) RD
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
19
用极点-节点法估算传输函数
这种估算方法的价值： 直观，计算简单，能粗略反映出 变化趋势
估算出的传输函数的主要误差： 1、没体现出零点的存在（因为忽 略了CGD引入的输入和输出节点之 间的相互作用） 2、用-gmRD近似放大器的增益（实 际上应该用对应频率点的增益）
模拟集成电路设计
第6章 放大器的频率特性
董刚 gdong@
微电子学院
1
本讲 放大器的频率特性
概述
线性电路的S域分析法 密勒效应 极点与节点的关联
共源级 源跟随器 共栅级 共源共栅级 差分对
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
2
概述
频率特性
输入信号频率从低频到高频变化过程中，电路的增益、速 度、噪声等指标的变化特性 考虑电容、电感等参数对频率敏感的元件的影响
rO = v y 1 1 / Av Rout =
rO 1 1 / Av
正确的Rout为：
rO R out 1 [1 + ( g m + g mb )rO ]1 1 = + rO g m + g mb =
= rO
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
12
本讲 放大器的频率特性
概述
线性电路的S域分析法 密勒效应 极点与节点的关联
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
15
极点与节点关联法应用实例
共栅级（忽略RO） 求传输函数
in =
1 1 (CGS + CSB ) RS|| g m + g mb
放大器的频率特性
3.2.2 频率响应分析 1.中频区频率响应的分析
＋ Rs
＋ Ui RB Us
－－
Ri
Ib
hfeIb hie
＋
RC
RL
Uo
－
图3─13 中频区等效电路
由图不难求出中频区的电压放大倍数:
Ausm
Uo Us
Uo Ui
Ui Us
Ri Rs Ri
hfeRL hie
Ri RB //hie RB1//RB2 //Rie
|Aus | / dB
2 3 .7 5 20
2 0 d B / 1 0倍 频 程 10
0
4 2 .9
1
1 0 1 02 1 03 1 04 1 05
(a ) °
－ 2 0 d B / 1倍0 频 程
1 . 6 1 ×1 06 1 06 1 07
f / Hz
90
45
0 4.29 42.9
429
1 0 1 02 1 03
(3─14b) (3─14c) (3─14d)
对于正弦输入信号,令s=jω,得
式中
Aush (
j
)
1
A usm j
h
h
[ ( R s
1 rb b ) // rb e ]C i
(3─15) (3─16)
| Aush | / dB
°
23.75 0.01 0.1
1.61 1 10 102 f/ MHz
(b)混合π型等效电路
c rce
e
1.
假设某网络如图3─10(a)所示。节点0为参考节点, 节点1为输入节点,节点2为输出节点。在正弦稳态工作 时,U1,U2分别表示节点1,2的电压,在输入节点和输出节 点之间接有阻抗Z。
相关主题
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
输入电容Z1约为CF的A倍，输出电容约为CF。
CMOS模拟集成电路设计 第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
6
6.1 密勒效应
怎么直观理解输入电容约是CF的A倍？ 假设X变化△V，那么Y变化-A △V，那么CF的两个极板电 压变化了(1+A) △V，所以CF从X点抽取的电荷等于(1+A) △VCF，那么等效的输入电容可以认为是(1+A) CF。
Copyright 2014, zhengran
2
本章内容
6.1 密勒效应 6.2 传输函数估算 6.3 共源级的频率特性 6.4 差动对的频率特性 6.5 源跟随器的频率特性 6.6 共栅级的频率特性 6.7 共源共栅级的频率特性
CMOS模拟集成电路设计 第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
CMOS模拟集成电路设计
Design of Analog CMOS Integrated Circuit
2016年4月 郑然 zhengran@
西北工业大学航空微电子中心 嵌入式系统集成教育部工程研究中心
301
本章内容
第六章
放大器的频率特性
CMOS模拟集成电路设计
第六章 放大器的频率特性
11
6.2 估算传输函数
利用结点关联的极点估算 右图所示电路的传输函数。
M，N，P三个结点的RC网络分别对系统贡献一个极点。可以分别写出三 个极点频率：（从结点看到的电阻电容之积的倒数） M 1/ RS Cin , N 1/ R1CN P 1/ R2CP 使用本小节一开始给出的传输函数表达式，忽略系统零点，得到：
在阻抗Z与X,Y之间的主通路并联的情况下，这种转换是正确 和有用的。
CMOS模拟集成电路设计 第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
5
6.1 密勒效应
例：计算下图(a)电路的输入电容
使用密勒定理将电路转换为(b)，其中
Z1 1 1 , Z2 (1 A)CF s (1 A1 )CF s
10
6.2 估算传输函数
复频域的传输函数：
N ( s) H (s) H 0 H0 D( s )
(s z )
i
m
(s p )
r r 1
i 1 m
传输函数极点的分布很大程度上影响着系统的幅、相频特性，我们有时可以 利用极点分布情况对系统的传输函数进行估算（忽略零点），初步评价一个系 统的性能。请推导下面电路的传输函数
由密勒定理写出:
rO 1 Rin 1 Av g m g mb
第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
与3.110式计算出的结果一致
CMOS模拟集成电路设计
9
6.1 密勒定理
需要注意的是： 严格来讲，我们使用密勒定理必须在关心的频率下计算的增益的数值。 但是这样一来，计算就会比较复杂。因此，在使用密勒定理的时候，我们 一般采用电路的低频增益。 另外，由于输入端到输出端和输出端到输入端的传输函数可能不是互为倒数 的关系。因此在根据密勒定理计算输出阻抗时必须分析求得的结果是否正确。 (比如从X到Y的增益是A，从Y到X的增益却不是1/A，此时运用密勒定理求出的 输出阻抗有待商榷)。比如前面的例题中输出阻抗为：
VM ( s) Vin ( s)
1 / Cin s 1 Vin ( s) RS 1 / Cin s RS Cin s 1
V ( s) A1 A2 1 以此推导得到 out Vin ( s) RS Cin s 1 R1CN s 1 R2CP s 1
CMOS模拟集成电路设计 第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
Vout A1 A2 (s) s s s Vin (1 )(1 )(1 )
M
3
引言
本章之前，我们研究了一些类型的放大器，但都局限于其低频 特性。忽略了器件电容及负载电容的影响。事实上，模拟电路决 定电路速度的频率特性，与电路的其他性能增益、功耗和噪声等 是互相制约的。本章就是要深入学习一下各种电路的频率特性， 从而更进一步的了解电路各性能指标之间的制约关系。
CMOS模拟集成电路设计
CMOS模拟集成电路设计
第六章 放大器的频率特性
Copyright 2014, zhengran
7
6.1 密勒效应
注意：这种阻抗变换在X和Y之间只有一个主通路的情况下是 不成立的。
VY R2 Z1 R1 R2 VX R1 R2 上面的计算是错误。
Z 2 R2
在阻抗Z与主通路并联的情况下，密勒定理是 非常有用的。另外，密勒定理是存在误差的， 因为阻抗Z的存在使电路增益不精确为-A。
CMOS模拟集成电路设计 第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
8
6.1 密勒效应
例：计算(a)图共栅极的输入阻抗 (a)图中的共栅极在漏端使用电流源进行 偏置，根据课本P68式(3.110)得到其输 入阻抗为无穷大。这里我们用密勒定理 验证一下该结果。 在前边讲过的共栅极增益表达式中，令 RS=0,RD=∞，得到Av=1+(gm+gmb)ro
Rout
rO 1 rO 1 1 Av g m g mb
实际的输出阻抗应为ro，第一项的出现是毫无道理的。可以这么认为，从 输入端到输出端信号的传输函数是存在的，而从输出端到输入端的传输函数 是不存在的。
CMOS模拟集成电路设计 第六章 放大器的频率特性 Copyright 2014, zhengran
第六章 放大器的频率特性
Copyright 2014, zhengran
4
6.1 密勒效应
密勒效应(密的浮动阻抗Z分解为对地 阻抗Z1，Z2。
VX VY VX VY Z Z Z1 , Z 2 VY VX Z Z1 Z2 1 V 1 VY X