传输线匹配与反射

输系数描述了通过交界面进入第二区域的部分入射电压。
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5.2 反射形成机理
为了减少和消除反射，在高速电路板设计中的要 注意四点： 1. 使用可控阻抗互连线；
2. 传输线两端至少有一端需要匹配；
3. 采用使多分支产生的影响最小化的布线拓扑结构；
4. 使几何结构的不连续（突变）最小化。
传输线的终端匹配有三种最重要的特殊情况。假设传 输线的特性阻抗是50W。 首先，如果传输线的终端为开路，即末端的瞬态阻抗 是无穷大。这时反射系数为1： (无穷-50)/(无穷+50)=1。 即在开路端将产生与入射波大小相同、方向相反、返 回源端的反射波。 在传输线的末端（开路端的总电压），将是两个波的 叠加。一个是幅度为1V的信号向开路端传播，同时另 一个也是1V信号，但它向相反的方向传播。因此开路 端的电压为2V。见下图。
I inc I refl I trans
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5.2 反射形成机理
每个区域中的阻抗值为该区域中电压与电流的比值： Vinc Iinc Z1 , Vrefl I refl Z1 , Vtrans Itrans Z2 代入电流表达式中得：
Vinc Z1 Vrefl Z1 Vtrans Z 2 Vinc Z1 Vrefl Z1 (Vinc Vrefl ) Z 2
利用网格图仿真传输线远端的电压。用SPICE仿真得到。
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5.5 反弹图
图中有两个重要的特性： 第一，远端的电压最终逼近源电压1V，因为该电 路是开路的。所以，这是一个必然的结果，即源 电压最终是加在开路上。 第二，开路处的实际电压有时大于源电压。源电 压仅1V，然而远端测得的最大电压是1.68V。
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第五章 传输线与反射
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5.0 引言
如果信号沿互连线传播时所受到的瞬态阻抗发生变化，则一部 分信号将被反射，另一部分发生失真并继续传播，这正是单一 网络中多数信号完整性问题产生的主要原因。 反射和失真使信号质量下降，看起来就像是振铃。引起信号电 平下降的下冲可能会超过噪声容限，造成误触发。下图表示短 传输线末端由瞬态阻抗突变造成的反射噪声。
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5.3 电阻性负载的反射
当末端为一般电阻性负载时，信号所受到的瞬态阻抗在0 到无穷大之间，这样，反射系数在-1到+1之间。下图给出 了50W传输线的终端电阻与反射系数之间的关系。
信号从50W的区域1到区域2各种阻抗时的反射系数。
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5.3 电阻性负载的反射
当区域2的阻抗小于区域1的阻抗时，反射系数为负，反射 电压也是负电压。该负电压行波将返回源端。这时电阻 （负载）两端的电压总是小于入射电压。
1V入射信号，终端电压值。为入射波与反射波之和。 •16
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5.3 电阻性负载的反射
那么采用源端匹配还是终端匹配？
表示反射系数；
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5.1 阻抗变化处的反射
两个区域的阻抗差异越大，反射信号量就越大。
例如，1V信号沿特性阻抗为50W的传输线传播，开始所受到的瞬 态阻抗为50W，当它进入特性阻抗为75W的区域时，反射系数为： (75-50)/(75+50)=0.2，反射电压为1V×0.2=0.2V。 信号沿传输线传播时遇到阻抗突变，在突变处将产生另一个波。 该波将叠加在第1个波上，向源端传播，其幅度等于入射电压的幅 度乘以反射系数。反射系数描述了反射回源端的那部分电压。传
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5.1 阻抗变化处的反射
只要瞬态阻抗发生了改变，部分信号将沿着与原传播方向 相反的方向反射，而另一部分将继续传播，但幅度有所改 变。将瞬态阻抗发生改变的地方称为阻抗突变，或简称突 变。 反射信号的量值由瞬态阻抗的变化量决定，如图所示。 如果第一个区域瞬态阻抗是Z1，第二个区域是Z2，则反射 Vreflected表示反射电压； 信号与入射信号幅值之比为（后面证明）： Vreflected Z2 Z1 Vincident表示入射电压； Z1表示信号最初所在区域1的瞬态阻抗； Vincident Z2 Z1 Z 表示信号进入区域2时的瞬态阻抗；
源自文库
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5.5 反弹图
在上述情况下，内阻小于传输线的特性阻抗，源端出现的 是负反射，这将引起通常所说的振铃现象。下图给出了上 例中，当信号上升时间远小于传输线的时延时，传输线远 端的电压波形。这是考虑了所有的多次反射和阻抗突变的 情况下，用SPICE仿真器来预测远端的波形。
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5.5 反弹图
假设传输线的末端是开路，1ns后在线末端测得开路两端 的总电压为两个波之和，即0.84V+0.84V=1.68V。再过 1ns，0.84V反射波到达源端，再次遇到阻抗突变（内阻 为10W）。源端的反射系数是(10-50)/(10+50)=-0.67， 这时将有0.84V×(-0.67)=-0.56V反射回线远端。接着， 这个新产生的波又会从远端反射回源端，即-0.56V电压 将被反射回来。这时线远端开路处将同时测得四个波：从 一次行波中得到2×0.84V=1.68V，从二次反射中得到的 2×(-0.56V)=-1.12V，故总电压为0.56V。
5.6 反射波形仿真
内阻、传输线特性阻抗、时延以及终端阻抗可以 有很多种不同的组合方式，每一种都可以仿真。 上图分别给出了信号上升时间从0.1ns上升到 1.5ns和源端端接阻抗从0W至90W范围变化时， 远端信号波形的变化。 无论是使用SPICE电路仿真器还是行为级仿真器， 都可以在考虑传输线所有特性的情况下对任意传 输线电路的性能进行仿真。
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5.2 反射形成机理
那么为什么会产生反射呢？
为了满足两个重要的边界条件！ 在突变交界面处，无论是从区域1还是从区域2看 过去，交界面两侧的电压和电流都必须是相同的。
边界处不可能出现电压不连续，否则此处会有一个无限大 电场；也不可能出现电流不连续，否则会有一个无限大的 磁场。
生-1V反射信号向源端传播。
短路突变处测得的电压为入射电压与反射电压之
和，即0V。
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5.3 电阻性负载的反射
最后一种特殊情况是传输线末端所接阻抗与传输 线的特性阻抗相匹配。如果传输线的末端连接 50W电阻，则反射系数为0，此时不会存在反射电
压，50W电阻两端的电压就仅是入射信号。
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5.0 引言
只要信号遇到瞬态阻抗突变，反射就会发生。
反射可能发生在线末端，或者是互连线拓扑结构发生改变 的地方，如拐角、过孔、T型结构、接插件等处。因此设 计互连线的目的就是尽可能保持信号受到的阻抗恒定。 首先要保持互连线的特性阻抗恒定。因此，制造阻抗可控 电路板变得越来越重要。 减小桩线（stub）长度、 使用菊花链代替分支结构、使用真正的点对点拓扑结构等 设计技巧，都是为了保持瞬态阻抗恒定。 其次改进拓扑结构设计并增加分立电阻元件应对阻抗的突 变，从而保证信号受到的瞬态阻抗恒定。
Vo Rs Rt 1 Vt
Rs表示驱动器内阻； Rt表示输出端连接的终端电阻； Vo表示驱动器的开路输出电压； Vt表示终端电阻两端的电压。
接有终端电阻的输出驱动器简单模型。
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5.4 求解驱动源内阻抗
下图给出了用CMOS驱动器模型仿真的输出电压。其中， 开路电压为3.3V连接的10W电阻两端电压为1.9V。由上 式可以计算出内阻： 10W×(3.3/1.91)7.3W。
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5.2 反射形成机理
• 为了维持分界面两侧的电压和电流相等，就需要满足关系 式V1=V2，I1=I2。而I1=V1/Z1，I2=V2/Z2，同时成立，显 然，当两个区域的阻抗不同时，这些关系式绝不可能同时 成立。 • 为了使整个系统协调稳定，区域1中产生了一个反射回源 端的电压。它的唯一目的就是吸收入射信号和传输信号之 间不匹配的电压和电流，如图所示。 入射信号穿越分界面时，产 生了反射电压和电流，从而 使分界面两侧的电压和电流 回路相匹配。
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5.6 反射波形仿真
当终端是阻抗较复杂的器件时，电路仿真计算比较简单。
内阻10W驱动器，特性阻抗50W传输线，SPICE仿真中可能出现的情况。 上图是信号上升时间不同时远端电压；下图是串联的源端电阻不同时远端电压。
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5.3 电阻性负载的反射
如果区域2是开路，则反射系数为1。此时开路处有两 个方向相反的波相叠加。
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5.3 电阻性负载的反射
第二种特殊情况是传输线的末端与返回路径相短 路，即末端阻抗为0。反射系数为-1： (0-50)/(0+50)=-1。1V入射信号到达远端时，产
即：
Z 2 Z1 Z 2 Z1 Vinc Vrefl Z Z Z Z 2 1 2 1 Vrefl Z 2 Z 1 Vinc Z 2 Z 1
这就是反射系数的定义！
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5.3 电阻性负载的反射
驱动器分别连接电阻10kW和10W时的输出电压。由这两个电压 •19 计算驱动器内阻。
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5.5 反弹图
进入传输线的实际电压即入射电压，入射电压是 由源电压、内阻和传输线阻抗组成分压器决定的。 如果已知传输线的时延TD、信号所通过各区域的阻 抗和驱动器的初始电压，就可以计算出每个交界面的 反射，也可以预测出任意一点的实时电压。 例如，源电压是1V，内阻是10W，则实际进入时延 为1ns的50W传输线的电压是 1V×50/(50+10)=0.84V，这个0.84V信号就是沿传 输线传播的初始入射电压。
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5.4 求解驱动源内阻抗
当反射波最终到达源端时，将源端的输出阻抗作为瞬态阻 抗。假设器件等效电路模型为理想电压源与内阻串联，如 图所示。 当它驱动一个高阻抗时，可以得到源输出电压。如果在输 出端串联一个Rt=10W的小电阻，测量该电阻电压Vt，可 以计算出驱动器内阻Rs。
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5.5 反弹图
-0.56V信号到达源端后仍然会再次反射， 反射电压是 -0.56V×(-0.67)=0.37V。在远端总电压 0.56V+0.37V×2=1.32V，如此下去，反 射可以用反弹图或网格图来表示，如图所 示。
利用反弹图或网格图分析多次反射和远端接收器的时变电压。
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5.2 反射形成机理
• 入射信号Vinc向着分界面传播，而传输信号Vtrans 向远离分界面的方向传播。分界面两侧电压相同 的条件：
Vinc Vrefl Vtrans
• 在区域1，分界处总电流由入射电流和反射电流决定，它 们传播方向相反。区域1分界面处净电流为Iinc-Irefl。 在区域2中，电流等于Itrans。分别从分界面两侧看进去， 电流相同的条件是：
• 常说采用源端匹配较好，为什么？假设源端不匹配 （如传输线特性阻抗为50W ，源内阻为10W），而终 端匹配（终端负载为50W）。此时，因为传输线上电 压分压的关系，终端实际电压反而不到1V （50/60×1V=0.83V）。另外，终端常常给定的， 或者是要求高阻负载，不易匹配。 • 相反，对于1V的信号源，当源端单端匹配（50W）， 而终端开路时，传输线分压所得的0.5V，在终端叠加 成1V。当反射波返回源端时即被吸收，不再形成振铃。 因此，终端波形为1V的阶跃函数。