开关电源中变压器及电感设计3
分析高压大功率平面变压器和电感器的优化设计

分析高压大功率平面变压器和电感器的优化设计摘要:平面变压器是一种新兴的开关电源产品,其设计合理性能够直接影响到开关电源产品的大小、成本和性能,鉴于此,要想使其在一些大功率开关电源设备中发挥出最大的利用价值,关键任务就是要对当前结构设计较为复杂的大功率平面变压器和电感器进行全面的优化与完善。
本文也会通过相应的仿真模型,来对两者的优化设计进行着重分析,并提出合理的意见和建议,以便有关人士参考。
关键词:平面变压器;电感器;优化设计要点;研究分析前言目前,在高压大功率场合中,大功率平面变压器一般都会根据拓扑电路进行单独设计,而一般的设计方法仅仅是满足电路能正常工作,并不是性价比高的设计,鉴于此,要想改善现状,使大功率平面变压器在高压大功率开关领域中得到更好的应用与发展,当务之急就是要对平面变压器和电压器的结构设计进行全面的优化。
1.高压大功率平面变压器的热仿真及优化设计分析通常,判断平面变压器的设计是否合理,关键任务就是要看其温升是否合理,即变压器的工作温度是否为最佳工作温度。
鉴于此,在对高压大功率平面变压器进行优化设计时,就要采用AnsysWorkbench热仿真软件对平面变压器进行热仿真分析,在这一环节中,首先要根据变压器实物构建一个热仿真模型,如图一所示。
并在模型中输入相应的模型参数,如材料参数、环境参数等,同时还要利用有限元的方法对这些参数进行计算,这样才能在后处理结果中获得变压器的温度参数。
从最终仿真结果来看,平面变压器的绕组温升较低,而磁芯的温升较高,这证明变压器在运行过程中,会产生较大的磁芯损耗。
另外,为了准确计算出变压器的热阻值,还要在热仿真模型中分别将磁芯损耗和绕组损耗设置成唯一的热源,这样能根据模型求解出变压器的热阻值,即根据模型求解结果显示,当变压器在运行期间磁芯温度和绕组温度都高于标准值时,就会产生单磁芯损耗问题;另外,若变压器在工作状态下,仅绕组温度较高,而磁芯温度正常时,会产生单绕组损耗问题,鉴于上述情况,要想得以改善,就要结合热电相似原理,将最大温升带入到热模型中,来对模型中各部分热阻进行计算。
开关电源工程化实用设计指南

开关电源工程化实用设计指南开关电源是一种非常重要的电力转换设备,它可以将输入的直流电压转换为输出的交流电压,从而满足各种电子设备的供电需求。
开关电源的工程化实用设计是一项涉及到多个领域的技术工作,包括电路设计、磁性元件设计、功率转换器设计、控制器设计和可靠性设计等。
下面将介绍开关电源的工程化实用设计指南。
一、电路设计开关电源的电路设计是整个设计的核心,也是最关键的一步。
在电路设计中,需要考虑以下几个方面的因素:输入和输出电压:开关电源的输入和输出电压需要根据电子设备的实际需求来确定。
在输入电压方面,需要考虑到电网电压的波动和噪声等因素,确保开关电源能够稳定工作。
在输出电压方面,需要根据电子设备的功率和负载特性来进行设计,确保输出的电压能够满足电子设备的供电需求。
功率容量:开关电源的功率容量需要根据电子设备的功率需求来确定。
在确定功率容量时,需要考虑到开关电源的最大负载和可能出现的峰值负载等因素,确保开关电源的功率容量足够且不会出现过载或损坏的情况。
电路拓扑:开关电源的电路拓扑是指其基本电路结构。
根据不同的需求,可以选择不同的电路拓扑来进行设计。
常用的电路拓扑包括BUCK型、BOOST型、BUCK-BOOST型等,需要根据实际情况来选择合适的电路拓扑。
控制方式:开关电源的控制方式是指如何控制开关管的导通和关断,以达到稳定输出电压的目的。
常用的控制方式包括脉冲宽度调制(PWM)、脉冲频率调制(PFM)和电流模式控制等,需要根据实际情况来选择合适的控制方式。
二、磁性元件设计开关电源中的磁性元件主要包括电感和变压器,它们在功率转换器中起到重要的作用。
在磁性元件设计中,需要考虑以下几个方面的因素:磁芯材料:磁芯材料的选择是磁性元件设计的关键。
常用的磁芯材料包括铁氧体、坡莫合金和非晶合金等,需要根据实际情况来选择合适的磁芯材料。
线圈设计:线圈设计是磁性元件设计的另一个关键因素。
在电感设计中,需要考虑到线圈的匝数、线径和绕制方式等因素,以确保电感能够满足开关电源的负载需求。
开关电源中变压器及电感设计1

开关电源中变压器及电感设计1开关电源中变压器及电感设计1一、变压器设计1.根据电源输出需求确定变压器的额定功率和工作频率。
2.计算变压器的变比。
变压器的变比决定了输入电压和输出电压之间的关系。
通常变压器的变比为输入和输出电压之比的倒数,即输出电压/输入电压。
3.根据变比计算次级匝数。
变压器的次级匝数等于输入匝数乘以变比。
4.根据次级匝数计算主绕组匝数。
主绕组匝数等于次级匝数除以变比。
5.计算主绕组和次级绕组的截面积。
主绕组的截面积一般比次级绕组大,以满足输送更大电流。
6.计算铁芯截面积。
铁芯截面积的大小关系到变压器的能量传输效率,一般选择铁芯截面积略大于主绕组的截面积。
7.选择合适的铁芯材料和线材材料。
铁芯材料的导磁性能和线材材料的电阻等参数会影响变压器的损耗和效率。
8.进行变压器的相关参数计算和模拟。
可以使用相关软件进行变压器参数的计算和仿真,以评估变压器的性能。
9.制作变压器的绕组和组装。
根据计算结果进行绕线并组装变压器。
10.进行变压器的测试和调整。
使用仪器测试变压器的性能,并根据测试结果调整变压器的参数,以满足设计要求。
二、电感设计1.根据电源输出需求确定电感的额定电流和工作频率。
2.根据电感的额定电流和工作频率计算电感的感值。
电感的感值和额定电流和工作频率之间有一定的关系,可以根据公式进行计算。
3.根据感值计算电感的绕组数。
电感的绕组数决定了电感的电流走向和电感的大小。
4.选择合适的磁芯和线材材料。
合适的磁芯材料和线材材料会影响电感的损耗和效率。
5.进行电感的相关参数计算和模拟。
可以使用相关软件进行电感参数的计算和仿真,以评估电感的性能。
6.制作电感的绕组和组装。
根据计算结果进行绕线并组装电感。
7.进行电感的测试和调整。
使用仪器测试电感的性能,并根据测试结果调整电感的参数,以满足设计要求。
总结:变压器和电感的设计是开关电源设计中关键的一环,直接影响到电源的性能和稳定性。
在设计过程中,需根据电源输出需求确定额定功率和工作频率,并计算变压器和电感的相关参数。
单端反激式开关电源中变压器的设计

2 反 激 式 变 压 器 的 设计 步 骤
经 逐 渐 取 代 了 传 统 的线 性 电源 , 电 子 、 在 电气 设 备 和 家 电 领 域 等
方 面 得 到 了广 泛 的 使用 。 端 反 激 式 拓 扑结 构 的 变 压 器 , 多 路 单 在 输 出情 况 下 电 路 简单 , 本 较低 且具 有效 率 高 等优 点 , 越 来 越 成 被 多地 应 用 在 中 小 功率 的开 关 电源 中 。
1 反激 式 变 压 器 工作 原 理
设 计 的 变 压 器 要 求 在 交 流 输 入 电 压 为 1 5 2 5 的 开 关 6 V ̄ 6 V 电 源 中能 够 提 供 八 路 电 压输 出 。这 八 路输 出参 数 分 别 为 : 共 2路 地 输 出 ± 4 / .A; 路 独 立 地 1 V 02 1路 独 立 地 1 v 1 v 02 3 5 / .A, 5/ 05 2路 独 立 地  ̄ V 2 . A; 5 / A。设 计 变 压 器 工 作 在 C CM 模 式 下 , 具 体步骤如下 。 () 1 已知 参 数 的 确定 根 据 设 计 要 求 和 电 路 特 点确 定 以下 参 数 :输 入 直 流 电压 范 围 V ~ . , 作 频 率 f 6 k , 望 效 率 1 08 , 组 输 出 . V ~ 工 = 6 Hz 期 1 .5 多 = 电 压值 V , 出 功率 P = 0 , 关 管 导 通 压 降 Vs 0 。 因为 0输  ̄ 5W 开 d =1 V 变 压 器 要 求 有 八 路 输 出 ,所 以 选 择 窗 口长 宽 比 例 较 大 的 E 磁 I 芯 , 便 绕组 绕 制 。 据 功 率 要 求选 取 P 4 方 根 C 0材 质 的 E4 l 0磁 芯 , 磁 芯 窗 口面 积 A =18 。 4 mm0骨 架 窗 口面积 A = mm 它 最 大 , 1O 1 ,
开关电源变压器共模电感设计注意事项

开关电源变压器共模电感设计注意事项在电源变压器的设计过程中,工程师们需要严格的计算并完成共模电感设计和数值选取,这直接关系到开关电源变压器的运行精度。
在今日的文章中,我们将会就开关电源变压器的共模电感设计绽开简要分析,看在电源变压器共模电感设计和计算过程中,都应当留意哪些问题。
在电源变压器的设计和制作过程中,工程师所要进行的共模电感设计,其所需要的基本参数主要有三个,分别是输入电流,阻抗及频率,磁芯选取。
先来看输入电流。
这一参数值直接打算了绕组所需的线径。
在线径的计算和选取时,电流密度通常取值为400A/cm,但此取值须随电感温升的变化。
通常状况下,绕组使用单根导线作业,这样可削减高频噪声及趋肤效应损失。
在计算过程中,开关电源变压器共模电感的阻抗在所给的频率条件下,一般规定为最小值。
串联的线性阻抗可供应一般要求的噪声衰减。
但实际上,线性阻抗问题往往是最简单被人忽视的,因此设计人员常常以50W线性阻抗稳定网络仪来测试共模电感,并慢慢成为一种标准测试共模电感性能的方法。
但所得的结果与实际通常有相当大的差别。
实际上,共模电感在正常时角频首先会产生每八音度增加-6dB 衰减(角频是共模电感产生-3dB)的频率此角频通常很低,以便感抗能够供应阻抗。
因此,电感可以用这一公式来表达,即:Ls=Xx/2πf 。
这里还有一个问题需要工程师需要留意,那就是在进行共模电感设计时须留意磁芯材料和所需的圈数问题。
首先来看磁芯型号的选取问题,此时假如有规定电感空间,我们就按此空间来选取合适的磁芯型号,如没有规定,通常磁芯型号的随便选取。
在确定了电源变压器的磁芯型号之后,接下来的工作就是计算磁芯所能绕最大圈数。
通常来说,共模电感有两绕组,一般为单层,且每绕组分布在磁芯的每一边,两绕组中间须隔开肯定的距离。
双层及积累绕组亦有间或使用,但此种作法会提高绕组的分布电容及降低电感的高频性能。
由于铜线的线径已由线性电流的大小所打算,内圆周长可以由磁芯的内圆半径减去铜线半径计算得来。
(整理)开关电源的设计与制作

开关电源的设计与制作第一章开关电源概述一. 什幺是开关电源(Switching Power Supply)所谓开关电源是指以高频变压器取代工频变压器,采用脉冲调制技术的直流直流变换器型稳压电源.开关晶体管,开关二级管和开关变压器是组成开关电源的三个关键组件.二. 隔离式高频开关电源.图标说明:1)交流线路电压无论是来自电纲的,还是经过变压器降压的,首先要经过电纲滤波,以消除电磁干扰和射频干扰;2)经电纲滤波后的电流首先要经过整流,滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压,然后进入高频变换部分;3)高频变换器具有多种形式,主要分为半桥式,全桥式,推挽式,单端正激式,单端反激式等;高频变换部分的核心是一个高频功率开关组件,比如开关晶体管,场效应管(MDSFET)等组件,高频变换器产生高频(20KHZ以上)高压方波,所得到的高压方波送给高频隔离变压器的初级,在变压器的次级感应出的电压被整流,滤波后就产生了低压直流.4)脉冲宽度调制器(P WM)主要用于调节输出电压,使得在输入交流和输出直流负载发生变化时,输出电压能保持稳定,运作过程是P WM电路通过输出电压采样,并把采样的结果反馈给控制电路,控制电路把它与基准电压作比较,根据比较结果来控制高频功率开关组件的开关时间比例(占空比),达到调整输出电压的目的.(注:控制电路还有调频方式的)5)为了使整个电路安全可靠地工作,必须设置过压,过流保护电路等辅助电路.三.开关电源常用术语.1.效率(dfficiency):电源的输出功率与输入功率的百分比(测量条件为满负载,输入交流电压为标准值)2.ESR: 等效串联电阻,它表示电解电容呈现的电阻值的总和. ESR值越低的电容,性能越好.3.输出电压保持时间: 在开关电源的输入电压撤离后,依然保持其额定输出电压的时间;4.激活浪涌电流限制电路: 属保护电路,它对电源激活时产生的尖峰电流起限制作用.5.隔离电压: 电源电路中的任何一部分与电源基板地之间的最大电压.或者能够加在开关电源的输入端与输出端之间的最大直流电压.6.线性调整率: 输出电压随输入线性电压在指定范转内变化的百分率,条件是线电压和环境温度保持不变.7.负载调整率: 输出电压随负载在指定范围内变化的百分率,条件是线电压和环境温度保持不变.8.噪音和纹波: 附加在直流输出信号上的交流电压和高频兴峰信号的峰值.通常是以mV度量.9.隔离式开关电源: 一般指高频开关电源,它从输入的交流电源直接进行整流和滤波,不使用低频隔离变压器.10.输出瞬态响应时间: 从输出负载电流产生变化开始,经过整个电路的调节作用,到输出电压恢复额定值所需要的时间.11.过载或过流保护: 防因负载过重,使电流超过原设计的额定值而造成电源损坏的电路.12.远程检测: 为了补赏电源输出的电压降,直接从负载上检测输出电压的方法.13.软激活: 在系流激活时,一种延长开关波形的工作周期的方法,工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间.14.电磁干扰无线频率干扰(EMI一RFI):那些由开关电源的开关组件引起的,不希望传输和发射的高频能量频谱.15.快速短路保护电路:一种用于电源输出端的保护电路,当出现过压现象时,保护电路激活,将电源输出端电压快速短路.16.占空比:在高频开关电源中,开关组件的导通时间和变换器的工作周期之比.即:δ=Ton /Τ(T= Ton+Toff)开关电源的设计与制作第二章输入电路一.电压倍压整流技术世界范围内的交流输入电压,通常是交流90~130V和180~260V的范围,为了适应不同电源输入环境的需要,实现两种输入电源的转换,要利用倍压整流技术.如下图2一1所示.2一15可用于110V和220V交流的开关电源输入电路电路工作过程为:1)当开关S1闭合时,电路在115V交流输入电压下工作,在交流电的正半周,通过二极管VD1和电容器C1被充电到交流电压的峰值,即115×1.4=160V,在交流电的负半周,电容器C2通过二极管VD4也被冲电到160V, 这样,电路输出的直流电压应该是电容器C1和C2上充电电压之和(160+160V=320V) 注意:不同的用电环境电压选择开关位置一定要选择正确.否则,会导致直流变换器中的开关功率管损坏,或因为输入电压太低而使开关电源进入欠压输入自动保护状态.二.抗电磁干扰和射频干扰电路考虑输入滤波电路(电纲滤波)1.开关电源的设计,生产,一定要将其辐射和传导干扰降低到可接受的程度.在美国,权威的指导性文件是F CCD ocket20780,在国际上,德国的Verband Deutscher Elektronotechniker(VDE)安全标准则得到了广泛的采用.2.开关电源中的RFI产生源:开关噪声的主要来源是开关晶体管,主回路整流器,输出二极管,晶体三极管的保护二极管以及控制单元本身.反激式变换器,由于设计的原因,其输入电流波形呈现三角形,较之输入波形为矩形的变换器,如正激式,桥式变换器等将产生较少的传导RFI噪声.(付里叶分析表明,一个三角形电流波形的高频谐波幅度是以40dB每倍频程进行跌落的,而对一个差不多的矩形电流波形,则只呈现20dB每倍频程的跌落)3.交流输入线路噪声滤波器对RFI的抑制.通常在开关电源中采用的噪声抑制方法是在主交流输入回路接入一个LC组成的滤波器,用于差模一共模方式的RFI抑制,通常是交流线路上串入一对电感L1, , 其两端并联二只电容器(X电容器),并在交流线二端对大地各接一只电容器(Y电容器),如图2一2(低通滤波纲络)2一2开关电源输入线路滤波器结构1)上图中电容电感的值可以采用下列的数值:C (X): 0.1~2UF;C(Y): 2200PF~ 0.033uF;L: 在25A时, 为1.8mH; 0.3A时, 为47mH注意:在选择滤波器的组件时,重要的是要使输入滤波器的谐振频率远低于电源的工作频率;另一方面,滤波器使得电源的工作频率增加时,会使噪声的传导变得更容易.2)上图中并联在交流输入线的电阻R是X电容的放电电阻,这是由VDE一0806和IEC一380两个标准中的有关安全的规范条款推荐应用的.IEC一380的8.8节阐明:若线路滤波器的X电容器的值大于0.1UF,则放电电阻的数值应由下式确定:R=t /2.21c (2一1)式中,t=ls, c为l电容器的总和值3)为进一步减少对称和不对称的干扰电压的措施是在交流线路中另外再接入一对电感L2,从而使得电容C4(X)的充电电流得到限制,于是降低了干扰,如图2一32一3改进的线路滤波器上图中L1与C3.C4组成常模抗干扰回路,L1与C1.C2组成共模,抗干扰回路,L2用于C4的充电电流的限制,因此,整个组合对各种高频干扰信号的抑制作用较好.三.输入整流器及整流后滤波电路.一)输入整流器如图2一1中,此整流电路由VD1~VD4组成(桥式或倍压整流)在选择组合组件或分立组件的整流器时,必须要查对下面的一些重要参数:1.最大正向整流电流,这个参数主要根据开关电源设计的输出功率决定.所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍.2.峰值反向截止电压(PIV).由于整流器工作在高电压的环境,所以它们必须有较高的PIV值,一般应为600V以上.3.要有能承受高的浪涌电流的能力.二.输入滤波电容.由于滤波电容的选择将会影响到:电源输出端的低频交流波及电压和输出电压保护时间.一般情况下,高质量的电解电容所具有的滤除交流波纹电压的能力越强,它的ESR值越低.其工作电压的额定值至少应达到200V.在图2一1中,C1,C2 为滤波电容,电阻R4,R5与之并联以便在电源关闭时,给电容提拱一个放电通路.计算滤波电容的公式为:C=It /ΔV (2一2)式中C: 电容量, F;I: 负载电流 At: 电容提供电流的时间, s;ΔV: 所允许的峰一峰值纹波电压v .例:计算50w开关电源的输入滤波电容器的值.设输入交流电压为115V,60HZ,允许30V峰一峰值的纹波电压,且电容可维持电压电平的时间为半周期.解:1)计算直流负载电流假定一个最坏的情况,电源的效率为70%,那幺,输出功率为50W的电源其输入功率应该是:Pin=Pout/η=50 / 0.7=71.5(w)利用电压倍压技术(图2一1),在输入交流为115V时,直流输出电压将是2×(115×1∙4)=320(V),则负载直流电流应为I=P/E=7105/320=0.22(A)2)因半周期的线性频率或者说对于60HZ的交流电压大约是8ms,即t=1/2×1/60=8.33ms,故根据式2一2有.C=0.22(8×10 –3) /30=58×10 _6 =58(uF)选择标称值为50 uF的电容器.3)因为在倍压结构中,C4C5为串联,故有1/C=1/C1+1/C2,有C1=C2=100uF,即50W的开关电源,其滤波电容C4,C5为100uF.四.输入保护电路一).浪涌电流1.浪涌,一般情况下,只是电容的ESR值,如果不采取任何保护措施,浪涌电流可接近几百安培.2.控制电流主要是由滤波电容充电引起的,在开关管开始导通的瞬间,电容对交流电呈现出很低的阻抗浪涌电流的方法:广泛采用的措施有两种,一种是利用电阻 双向可控硅并联纲络;另一种是采用负温度系数(NTC)的热敏电阻,用以增加对交流线路的阻抗.1) 如图2一1,R 1,VS 组成此电路,R 1与VS 并联,当输入滤波电容充满电后,由于双向可控硅和电阻是并联的,可以把电阻短路,对其进行分流.这种电路结构需要一个触发电路,当某些预定的条件满足后,触发电路把双向可控硅触发导通,如图2一4 所示.1 T 2可控硅VS 的工作过程为:当电源接通后,C 6两端的电压逐渐升高,电流相应稳定.在C 6两端的电压稳定之前,浪涌电流被与之串联的电阻R 1(6.8Ω)所抑制,当输入交流为115V 时,C6两端的电压V C =115×1∙4=160(V).当电容器C 6充电时,电压加到高频变压器T 1的绕组LB 上,则在绕组LP 4端上产生感应电压,当感应电压达到1.5V 时,电流I G 开启可控硅.即当IG 流过可控硅的控制极G 时,触发T 1与T 2短接,可控硅导通,电阻R 1被VS 短路,使其温度下降,于是实现了R 1抑制浪涌电流的目的 .注:设计时要认真地选择双向可控硅的参数,并加上足够的散热片,因为在它导通时,要流过全部的输入电流.2)热敏电阻技术:这种方法是把负温度系数(NTC)的热敏电阻串联在交流输入或者串联在经过桥式整流后的直流线上,如2一1图中的RT 1和RT 2,其工作原理为:当开关电源接通后,热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值,这样,由于阻值较大,它就限制了浪涌电流,当电容开始充电时,充电电流流过热敏电阻开始对其加热.由于其具有负温度系数,随着电阻的加热,其电阻值开始下降,如果热敏电阻选择得合适,在负载电流达到稳定状态时,其阻值应该是最小,这样,就不会影响整个开关电源的效率..二) 输入瞬间电压保护一般情况下,交流电纲上的电压比较稳定,但由于电纲附近电感性开关,暴风雨天气雷电等现象的存在,都会产生高压的尖峰(如受严重的雷电影响,电纲上的高压尖峰可达5KV;而电感性开关产生的电压尖峰的能量公式W=1/2L.I2.式中L是电感器的漏感:I是通过线圈的电流)可是,虽然电压尖峰持续的时间很短,但是它有足够的能量使开关电源的输入滤波器,开关晶体管等造成致命的损坏,故必须采取措施加以干扰.最通用的抑制干扰器件是金属氧化物物压敏电阻(MOV)瞬态电压抑制器.如图2一1中的RV 把压敏电阻RV连在交流电压的输入端,起到一个可变阻抗的作用.即,当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时,它的阻抗急剧减小到一个低消值,消除了尖峰电压使输入电压达到安全值.其瞬能量消耗在压敏电阻上,选择压敏电阻时应按下述步骤进行.(1)选择压敏电阻的电压额定值,应比最大的电路电压稳定值大10%~20%;(2)计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦耳数.(3)查明器件所需要承受的最大尖峰电流开 关 电 源 的 设 计第三章 高频电源变换器的基本类型一. 高频电源变换器的基本类型高频电源变换器的基本类型有五种:单端反激式,单端正激式,推挽式.半桥式和全桥式变换器,而半桥式和全桥式变换器电路实际上是推挽式变换器电路的改进型,所以,有人把这三种电路形式统称为推挽式变换器.高频电源变换器从激励方式上可分为单端(单极性)激励和双极性激励变换器,双极性变换器包括推挽式,半桥式,桥式等,其工作原理的实质是两个单端正激式变换器电路,从其耦合方式可分为直接耦合和变压器隔离两种,其中直接耦合形式为其基本形式.近年来出现的新型的变换器为C U K 变换器.1.单端反激式变换器的模型图: (3一1)(a) (b) 3 一1单端反激式变换器模型图单端反激式变换器的工作原理为:1) 当开关s 闭合时,电流I 流过电感L,在L 中储存能量,由于电压的作用,使二极VD 处于反向偏置,因此,在负载电阻R L 上无电压;2) 当开关S 打开时(上b 图),电感上的感应电压极性相反,则二极管VD 处于正向偏置,并产生电流Iv,这样,在负载电阻R L 上就出现一个与输入电压极性相反的电压.由于开关S 不断地开关动作,电路中的电流就以及脉的形式出现,因此,在单端反激式变换器中,当开关闭合时,能量存储在电感L 中,在开关打开时,能量被传递到负载RL 上.3. 单端正激式变换器的电路模式图(3一2)单端正激式变换器的工作原理为:Vin Ic------------- 1) 当开关S 闭合时,电流I 流过电感L,系,二极管VD 处于反向偏置; 2) 当开关S 打开时,电感L 中的磁场极性发生变化,,b2单端正激式变换器模型图,无脉动现象,恰恰与其相反,输入电流则是不连续的,. 3.(3一3)推挽式变换器的工作原理为:1)当S 1闭合S 2打开时,电源电流流过方向为 a Lp 1 b s1 d V in,那幺此时,在变压器次级绕组中咸应出电压并形成感应电流Is 1.2)当S 2闭 合S 1打工时,电源电流方向为 a f e d vin,那幺此时在变压器次级绕组LS 2中感应出电压形成感应电流IS 2二. 隔离式单端反激式变换器电路.概述 :一般情况下,隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件.在单端反激式隔离L-------------电路中,高频变压器是以变压器的形成出现的,但实际上它起的作用是扼流圈,所以应称之为变压器 扼流圈.如图3一4中,由于隔离变压器T 除了具有初次级间安全隔离的作用外,它还有变压器和扼流圈的作用,所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感,但在实际应用中,往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈,用以降低高频开关噪声的峰值.单端隔离激式变换器的工作过程为:1) 当晶体管VT1导通时,它在变压器初 级电感线圈中储存能量,与变压器次 级相连的二极管VD 处于反偏压状 态而截止,故在变压器次级回路无电 流流过,即没有能量传给负截. 2) 当晶体管VT 1截止时,变压器次级电 感感线圈中的电压极性反转过来,使得二极管VD 导通,给输出电容C 充电,同时在负载L 年也有了电流I L 3 一4隔离单端反激式变换器电路注:图3一4中C 为输出滤波电容.1.单端反激式变换器电路中的开关晶体管在单端反激式变换器电路中,所使用的开关晶体管必须具备两个条件:1)在晶体管截止时,要能承受集电极尖峰电压; 2)在晶体管导通时,要能承受集电极的尖峰电流.1) 晶体管截止时尖峰电压的计算公式:V CE max =Vin / 1一δmax式中Vin 是输入电路整流滤波后的直流电压, δmax 是晶体管最大工作占空比(注意:为了限制限晶体管的集电板安全电压,工作占空比应保持在相对地低一些,一般要低于50%,δmax<0.5,在实际设计时, δmax 一般取0.4左右,这样就限制集电极峰值电压: V CE max ≦2.2Vin,因此,在单端反激式变换器电路设计中,晶体管的工作电压一般在800V 通常接900V 计算可安全可靠地工作.)2) 晶体管导通时的集电极电流计算式:I C = I L / n式中,I L 是变压器初级绕组的峰值电流,而n 是变压器初级与次级间的匝数比.注: 为了导出用变压器输出功率和输入电压表达集电极峰值工作电流的公式.变压器绕组传递的能量Pout =可用下式表示:Pout = L . I L 2 / 2T ·η (3 一 3 )式中,η是变换器的效率.则有: Ic= 2Pout / η·Vin ·δmax ( 3 一 4 )假定变器的效率η是0.8,最大占空比δmax=0.4(即40%),那幺Ic = 6. 2Pout / Vin ( 3 一 5 )2. 单端反激式变换电路中的变压器绕组.在单端反激式变换器电路中,在设计时要汪意不要使磁芯饱和,所选的磁芯一定要有足够大+ RL 一的有效体积,通常应用空气隙来扩大其有效体积:V=Uo ·Ue · I L max ·L / B 2max ( 3一6 )中,Ilmax: 最大负载电流;L :变压器次级绕组的电感量; Uo : 空气的导磁率,其值为1;Ue: 所选磁芯的磁性材料的相对导磁率Bmax:磁芯的最大磁通密度;(具体见第五章)3一53.基本的单端反激式变换器的变形.1)如图3一5中,由于考虑到单只晶体管有时承受不了过高的输入电压,(一般商甲晶体管达不到指针),故利用两只晶体管工作.图中VD 1和VD 2同时导通或截止,二管起箝位作用,它们把晶体管的最大集电板电压限制在Vin,这样耐压低的晶体管就可以使用了.2单端反激式变换器电路的优点是:电路结构简单,可以实现多路电压输出.如图3一6,在电路中隔离变压器对各路输出电压起到公共扼流圈的作用变压器的次级可以有多个绕组,故可以实现多路输出 .每个次级绕组只需一个整流二极管和一个滤波电容,就可以得到一组直流输出电压.3一6有多路输出的单端反激式变换器电路+ R L 一1 1 out 1 out2 + V out3 一 L L3一7隔离单端正激式变换器电路图三.隔离单端正激式变换器电路1.概述:如图3一7所示1)在单端正激式变换器电路中,隔离组件是一个纯粹的变压器,为了有效地传递能量,,在输出电路中, 必须有储能组件电感线圈Lo同时,初次级绕组的极性是相同的.其电路工作过程为:当VT1导通时,在变压器的初级产生了电流,并储存了能量,由于变压器的次级极性与初级同相,这个能量也传到了变压器的次级并处在偏正的二极管VD2把能量储存到了电感L中.此时,二极管VD3是处在反向偏压状态,为截止状态,当三极管VT1截止时,二极管VD2是反向偏压,变压器绕组中的电压反向,续流二级管VD3处于正向偏压,在输出回路中,储存在电感中的能量通过电感L 继续传负载R L .2)变压器的第三绕组称为箝位绕组(或回授绕组)LP2,它与二极管VD1串联,其作用是用来限制晶体管C一E结上的电压尖峰,在晶体管截止时,还能使高频变压器的磁通复位, 这是因为:A.在VT1导通时,变压器初级绕组LP 1中会储存能理,当VT1截止时,变压器次级侧二极管VD2截止,那幺储存在LP1中的能量再不能传递到次级绕组了,此时必须要通过一种途径释放出来,否则,必然在线圈两端产生过高的电压,解决的办法是增加箝位绕组和二极管VD1,并使箝位绕组的匝数与初级绕组的匝数相同,二者紧密耦合,这样,当箝位绕组上的感应电超过电源电压时,二极管VD1导通,将磁能送回电源中,就可以把初级绕组的电压限制在电源电压上,所以,开关晶体管VT1的C一E极间的最高电压就被限制在二倍电源电压上.B.为满足磁芯复位的条件,使磁通建立和复位的时间相等,所以这种把电路的占空比不能超过50%.3)磁化电流Imag的计算公司为:Ima= Tδmax·Vin∕N ( 3一7)式中, T·δmax是VT时向,L是输出电感Ho4))单端正激式变换器是在晶体管导通时通过变压向负载传输能量,故运用的输出功率范转较大,一般情况下可达50~200W,其高频变压器要起变压器隔离和传输能量的作用,又起电感线圈储存能量的作用.2单端正激式变换器电路中的开关晶体管1)晶体管截止峰值电压:在单端正激式变换器电路中,由于有第三绕组和续流二极管VD1的作用,所以其截止时降在VT1上的最大电压VCEmax应为2Vin,且只要二极管VD1处于导通状态,即在Tδmax这个时间内,降在VT铁C 一E间的2Vin的峰值电压就维持不变.2)晶体管导通时集电极电流的峰值:为正激式变换器的电流值加上磁化电流Imag.Ic= Ic / n + Tδmax Vin / L =6.2Pout / Uin式中.n: 变压器初次级匝数比;IL : 输出电感电流. A;Tδmax: 晶体管导通时间L: 输出电感, H.3.单端正激式变换器电路的传输变压器在设计正激式变换器的传输变压器时,应十分注意选择适当的磁芯有效体积,并选择空气隙,以避免磁芯的饱和,其有效体积V为:V= UoUe I2mag L / B2max注意:A.这种电源的最大工作占空比应保持低于50%,以便通过第三绕组将变压器的电压进行箝位,将总电限制在2倍输入电压之内.这样,当VT1导通时,为箝位电平:当VT停止时,使该总电压接近于0值.如果最大工作占空比大于50%,即δmax > 0.5,将打破这种2倍于电源电压的平衡,导致变压器发生饱和,反过来会产生很高的集电峰位电流,这可能会损坏开关晶体管.B.尽管有第三绕组以及箝位二极管可将开关晶体管的峰值集电极电压限制在2倍直流输入电压之内,但在制作变压器时,还要严格注意初级绕组和第三绕组间的紧密耦合,以消除由于漏感引起的致命的电压尖峰.4.单端正激式变换器电路的变形.1)如同单端反激式变换器电路一样,也可用两个晶体管代替一个晶体管工作,它们同时导通或同时截止,但每个晶体管所承受的电压不会高于Vin.2)此电路也可以产生多路的出电压,但是需增加二极管和扼流圈应指出的是,续流二极管的容量至少要与主回路中的整流二极管相同,因为在晶体管VT1截止时,它要提供输出电路中的全部电流.四. 推挽式变换器电路概述:如图3一8所示,推挽式变换器电路实际上是由两个正激式变换器电路组成,只是它们工作时相位相反,在每个周期里,,两个晶体管交替导通和截止,在各自导通的半个周期内,分别把能量传递给负载,所以称之为”推挽”电路.故在推挽式变换器电路中,两组开关三极管和输出整流二极管因流过每一组组件的平均电流比同等的单端正激式变换器电路减少35%以上,其设计计算可接单端正激式变换器.还应看到,在只开关晶体管导通间隙,二极管VD1和VD2同时导通,它们把高频变压器的次级给短路了,与此同时,把能量传递到了输出回路,实质上,它们起到了续流二极管的作用.推挽式变换器电路的输出电压可用下式计算:V out= 2δmax·Vin / n (3一10)注意:为了避免两只开关晶体管同时导通而引起损坏,公式中δmax的值必须得持在0.5以下.假定δmax=0.4则有:Vout = 0.8Vin / n (3一11 )式中n是高频变压器的初级对次级的匝数比.1)每只开关管的峰值集电极电流Ic=Ic / n (3一12)Ic = Pout / η. (3一13)设η=0.8 δmax=0.8则Ic= 1.6Pout / Vin (3一14)2)每只管所承受的峰值电压限制在2Vin以内.3.推挽式变换器电路中的高频变压器在推挽式变换器电路中,两只晶体管导通时间相等(或者说强制两管导通时间相等),高频变压器的。
开关电源变压器和设计变压器原理设计及感量计算变压器电感器用原材料介绍

5. 饱和磁通密度 最高
6. 成本最高
磁性材料介绍:
2. 合金类磁芯
3. 非晶、微晶合金
4.
采用特殊工艺制造完成(使用超急冷凝固技术
一次成型)
5. 分为: 铁基、铁镍基、钴基和超微晶四大系
6. 可加工成各种不同特性的产品
7. 型式: 环形、CD形等
磁性材料应用:
— . 磁芯形状及特点
胶带材料介绍:
胶带
MYLAR TAPE MARGIN TAPE PVC TAPE 佳富龙 TAPE
胶带材料介绍:
二 . 胶带特性比较
特性 特点
材质
颜色 绝缘电阻 击穿电压 相对电痕指数 温度等级
聚酯薄膜胶带 Mylar tape
有极佳的抗化学品、抗 化剂和防潮能力,并可 抵受切割及磨损
各种颜色
>1000 kΩ
线架材料介绍:
二 . 线架材质特性比较
特性 机械 特性
热学 特性
电气 特性
用途
材质
扰曲强度Kg/cm2
洛氏硬度 热变形温度℃ 融点℃ 耐然性 UL94 电阻率ohm-cm 绝缘强度Kv/mm
NYLON
12500 Mpa
--260 V-0
低频变压 器
PHENO LIC
120
PBT 1400-1800
5. 磁导率在26~125之间
6. 成本中等
7. 铁心损耗低
8. 型式: 环形
磁性材料介绍:
2. 合金类磁芯 D)铁镍合 金
3. 镍50%,铁 50%组合成
4. 饱和磁通密 度高于铁硅 铝合金
5. 成本高于铁 硅铝合金
磁性材料介绍:
开关电源中的高频磁元件的设计

• 开关电源概述 • 高频磁元件在开关电源中的作用 • 高频磁元件的设计 • 高频磁元件的制造工艺 • 高频磁元件的应用实例 • 高频磁元件的发展趋势与展望
01
开关电源概述
开关电源的定义与特点
定义
开关电源是一种将电能进行转换 的装置,通过控制开关管的工作 状态,将电能进行升压或降压, 并输出稳定的直流电压。
应用实例三
总结词
LED照明电源中的高频磁元件需要满足低成 本、小型化、高效能等要求。
详细描述
LED照明电源中的高频磁元件主要用于实现 LED灯的驱动和控制,需要满足低成本、小 型化、高效能等要求。同时,由于LED灯的 发光原理和特性,高频磁元件还需要具有良 好的恒流性能和较小的体积,以保证LED灯 的稳定性和寿命。在具体设计时,需要考虑 磁元件的磁性能、热性能、电气性能等多个 方面,以满足LED照明电源的需求。
组装工艺
采用合适的组装工艺,确保各元件位置准 确、固定可靠,同时保持整体结构紧凑、 散热性能良好。
绝缘处理
采用合适的绝缘材料和工艺,确保线圈的 绝缘性能可靠,防止短路和漏电事故的发 生。
制造工艺中的质量控制
严格控制原材料的质量,确保 所选材料符合设计要求和相关 标准。
加强绕线、绝缘处理、组装等 关键工艺环节的质量控制,提 高产品的合格率和稳定性。
06
高频磁元件的发展趋势与展望
发展趋势
高频化
01随着电力电子技术ຫໍສະໝຸດ 进步,开关电源的工作频率不断提高,高
频磁元件的需求越来越大。
小型化
02
随着电子设备的便携化和轻量化,高频磁元件的设计需要更加
紧凑和轻便。
高效化
03
反激式开关电源变压器设计

学习培训教材
汇报时间:12月20日
Annual Work Summary Report
一、变压器的设计步骤和计算公式: 1.1 变压器的技术要求: 输入电压范围; 输出电压和电流值; 输出电压精度; 效率η; 磁芯型号; 工作频率f; 最大导通占空比Dmax; 最大工作磁通密度Bmax; 其它要求。 1.2 估算输入功率,输出电压,输入电流和峰值电流: 1)估算总的输出功率:Po=V01xI01+V02xI02…… 2)估算输入功率:Pin= Po/η 3)计算最小和最大输入电流电压 Vin(MIN)=ACMINx1.414(DCV) Vin(MAX)=ACMAXx1.414(DCV)
4)计算最小和最大输入电流电流 Iin(MIN)=PINxVIN (MAX) Iin(MAX)=PINxVIN (MIN) 5)估算峰值电流: K POUT IPK = VIN (MIN) 其中:K=1.4(Buck 、推挽和全桥电路) K=2.8(半桥和正激电路) K=5.5(Boost,Buck- Boost 和反激电路)
1.3 确定磁芯尺寸 确定磁芯尺寸有两种形式,第一种按制造厂提供的图表,按各种磁芯可传递的能量来选择磁芯,例如下表: 表一 输出功率与大致的磁芯尺寸的关系 输出功率/W MPP环形 E-E、E-L等磁芯 磁芯直径/(in/mm) (每边)/(in/mm) <5 0.65(16) 0.5(11) <25 0.80(20) 1.1(30) <50 1.1(30) 1.4(35) <100 1.5(38) 1.8(47) <250 2.0(51) 2.4(60)
2.2 估算输入功率、输入电压、输入电流和峰值电流 1)输出功率:Po=5V*1A+2*12V*1A+24V*1.5A=65W 2) 输入功率:Pin=Po/η=65W/0.8=81.25W 3) 最低输入电压:Vin(min)=AC90V*1.414=DC127V 4) 最高输入电压:Vin(max)=AC240V*1.414=DC340V 5) 最大平均输入电流: Iin(max)=Pin/Vin(min)=81.25WDC127V=DC0.64A 6) 最小平均输入电流: Iin(min)=Pin/Vin(max)=81.25WDC340V=DC0.24A 7) 峰值电流:Ipk=5.5Po/Vin(min)=5.5*65W/127V=2.81A 2.3 确定磁芯型号尺寸 按照表1,65W可选用每边约35mm的EE35/35/10材料为PC30磁芯 磁芯Ae=100mm2, Acw=188mm2, W=40.6g 2.4 计算一次电感最小值Lpri Vin(min).Dmax 127*0.5 Lpri= = = 452*10-6H=452uH Ipk.f 2.81*50*103 此处选Dmax=0.5
开关电源中变压器的设计

Fig.1.3 Skeleton top view and winding phase diagram
1.3
反激式电源的磁芯需要进行中柱磨气隙,否则磁芯会很容易饱和,如图1.4所示。在开气隙时采用边磨气隙边测初级电感的方法,当初级电感量达到0.58mH时就证明气隙磨好了。由于气隙会使空气介入,相当于串入一个大磁阻介质,故气隙越大,电感量越小,变压器能储存的能量越多。为了保证变压器的稳定工作,气隙不能开太大,因为能量主要是存储在气隙里,气隙过大会使漏感增加,对EMC和效率都有影响;气隙也不能开太小,气隙过小会导致变压器能够储存的能量变少,当气隙无法容纳正常工作电感所产生的能量时,磁芯就会饱和从而损坏变压器。
开关电源中变压器的设计
开关电源为电子设备提供稳定的功率输出,它的性能好坏直接决定了电子产品的质量,而这种电源性能又与变压器设计优劣密切相关。可以说变压器在开关电源中占据着关键作用,决定着电路的关键技术参数指标及工作状态,因此对于大多数电源而言,电源的设计归根结底就是变压器的设计。开关电源属于一种高频供电系统,频率高必然使变压器体积降低,传递的能量密度升高,温升变大;同时在高频环境下,变压器绕线中的寄生电容很容易与电路中的电感发生谐振,产生噪音,恶化电源的电磁兼容性能。但是在磁性元件没有重大的技术突破之前,这些问题始终会存在,因此我们只能通过其它的方式来对变压器进行优化,从而提高开关电源的整体性能。
④方案一和方案二中变压器的同级线圈少绕一层,这样会使分布电容变小,增强变压器的电磁兼容性能。
综上所述,三明治绕法的变压器漏感小、损耗低、温升少、效率高,但绕制较麻烦;普通绕法的变压器EMC性能更好,且绕制较简单。所以为了提高电源的稳定性与效率,则应该采用方案三。如果电源对电磁兼容性有严格要求,就应该采用方案一。
开关电源变压器参数设计步骤详解(精)

V Imin (V
固定输
入:100/115
已知
2~3
(2~3×P O
≥
90通用输入:85~265已知
2~3 (2~3×P O ≥
90固定输入:230±35已知
1
P O
≥
240
步骤5根据Vimin和V OR来确定最大占空比
Dmax
V OR
D m a x = ×100% V OR +V I m i n -V D S (O N
0.6
1
步骤7确定初级波形的参数
①
输入电流的平均值I A VG P O
I A VG=
ηV Imin
②
初级峰值电流I P I A VG
I P =
(1-0.5K RP ×Dmax
③
初级脉动电流I R ④
初级有效值流I RMS u(V
初级感应电压V OR (V
钳位二极管反向击穿电压V B (V
固定输入:100/115 60 90通用输入:85~265 135 200固定输入:230±35
①
设定MOSFET的导通电压V DS(ON ②
应在u=umin时确定Dmax值,Dmax随u升高而减小步骤6确定初级纹波电流I R与初级峰值电流I P的比值K RP ,K RP =I R /I P
u(V
K RP
最小值(连续模式最大值(不连续模式
固定输入:100/115 0.4 1通用输入:85~265 0.44 1固定输入:230±35
步骤2根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB
步骤3根据u ,P O值确定输入滤波电容C IN、直流输入电压最小值V Imin
开关电源中pfc电感设计注意事项

开关电源中pfc电感设计注意事项下载提示:该文档是本店铺精心编制而成的,希望大家下载后,能够帮助大家解决实际问题。
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开关电源变压器原理、设计、型号

开关电源变压器原理、设计、型号电源变压器的功能是功率传送、电压变换和绝缘隔离,作为一种主要的软磁电磁元件,在电源技术中和电力电子技术中得到广泛的应用。
根据传送功率的大小,电源变压器可以分为几档:10kVA以上为大功率,10kVA~0.5kVA为中功率,0.5kVA~25VA为小功率,25VA以下为微功率。
传送功率不同,电源变压器的设计也不一样,应当是不言而喻的。
有人根据它的主要功能是功率传送,把英文名称“Power Transformers”译成“功率变压器”,在许多文献资料中仍然在使用。
究竟是叫“电源变压器”,还是叫“功率变压器”好呢?有待于科技术语方面的权威机构来选择决定。
几乎在所有的电子产品中都要用到,它原理简单但根据不同的使用场合(不同的用途)变压器的绕制工艺会有所不同的要求。
变压器的功能主要有:电压变换;阻抗变换;隔离;稳压(磁饱和变压器)等,变压器常用的铁芯形状一般有E型和C型铁芯。
变压器的最基本型式,包括两组绕有导线之线圈,并且彼此以电感方式称合一起。
当一交流电流(具有某一已知频率)流于其中之一组线圈时,于另一组线圈中将感应出具有相同频率之交流电压,而感应的电压大小取决于两线圈耦合及磁交链之程度。
一般指连接交流电源的线圈称之为「一次线圈」(Primary coil);而跨于此线圈的电压称之为「一次电压.」。
在二次线圈的感应电压可能大于或小于一次电压,是由一次线圈与二次线圈问的「匝数比」所决定的。
因此,变压器区分为升压与降压变压器两种。
大部份的变压器均有固定的铁芯,其上绕有一次与二次的线圈。
基于铁材的高导磁性,大部份磁通量局限在铁芯里,因此,两组线圈藉此可以获得相当高程度之磁耦合。
在一些变压器中,线圈与铁芯二者间紧密地结合,其一次与二次电压的比值几乎与二者之线圈匝数比相同。
因此,变压器之匝数比,一般可作为变压器升压或降压的参考指标。
由于此项升压与降压的功能,使得变压器已成为现代化电力系统之一重要附属物,提升输电电压使得长途输送电力更为经济,至于降压变压器,它使得电力运用方面更加多元化,吾人可以如是说,倘无变压器,则现代工业实无法达到目前发展的现况。
反激式开关电源变压器设计

反激式开关电源变压器设计反激式开关电源是一种常见的开关电源拓扑结构,具有体积小、效率高、负载适应性强等优点,因此在电子设备中得到广泛应用。
其中重要的组成部分之一是变压器,它起到了转换与隔离功效。
下面将详细介绍如何设计反激式开关电源变压器。
首先,设计反激式开关电源变压器需要确定的参数包括输入电压Vin,输出电压Vout,输出功率Pout,开关频率f,以及变压器变比n。
1.确定变压器的基本参数根据输出功率Pout和输出电压Vout,可以求得输出电流Iout,即Iout=Pout/Vout。
根据变比n,可以求得输入电流Iin,即Iin=Iout/n。
2.计算变压器的工作点电流为了保证变压器工作的稳定性和可靠性,需要计算变压器的工作点电流。
工作点电流最大值的计算公式是Ipk=(1.1-1.2)*Iin,其中1.1-1.2是一个经验系数。
通过计算得到的Ipk,可以计算得到变压器的直流电压Vdc,即Vdc=Vin*(1-1/n)。
3.计算变压器的直流电感为了保证变压器的工作效率和响应速度,需要计算变压器的直流电感。
直流电感的公式是L=Vdc/(f*(1-δ)*Ipk),其中f是开关频率,δ是开关管的占空比。
选择合适的直流电感可以有效降低功率损失。
4.计算变压器的绕组匝数根据变压器的变比n,可以计算得到变压器的绕组匝数。
若变压器的输入绕组匝数是N1,输出绕组匝数是N2,则变比n=N1/N2、根据变比n 和输入电压Vin,可以计算得到输出电压Vout,即Vout=Vin/n。
5.计算变压器的铜损耗和铁损耗变压器的铜损耗和铁损耗是设计中重要的参考因素。
铜损耗的公式是Pcu=Iin^2*R,其中Iin是输入电流,R是变压器的电阻。
铁损耗是根据变压器的磁通密度和磁场强度来计算的。
6.选择合适的变压器尺寸和材料根据以上计算的结果,可以选择适当的变压器尺寸和材料。
变压器的尺寸和材料直接影响着反激式开关电源的体积和效果,需要根据实际需求和设计要求进行选择。
反激式开关电源变压器设计说明

反激式开关电源变压器设计说明反激式开关电源变压器是一种常见的电源变压器,能够将输入电压通过开关转换和变换输出为所需的电压。
它具有多种应用领域,如电子设备、通信设备、医疗设备等。
本文将详细介绍反激式开关电源变压器的设计原理、设计步骤以及注意事项。
一、设计原理开关管是控制开关电路导通和断开的关键元件。
当开关导通时,输入电压通过变压器传递到输出端,当开关断开时,输出端与输入端相隔离。
变压器用于变换电压。
它通常由两个或多个线圈绕制而成,主要包括输入线圈和输出线圈。
输入线圈与开关管相连接,负责将输入电压传递到输出线圈。
输出线圈则负责变换电压。
滤波电路用于对输出信号进行滤波,减小波动和噪音。
二、设计步骤1.确定输入电压和输出电压:首先需要明确所需的输入电压和输出电压。
这将决定变压器的变比。
2.选择合适的变压器:根据所需的变比,选择合适的变压器。
变压器的选取应基于电流容量和功率需求等因素。
3.计算变压器的线圈数:根据变压器的变比和输入输出电压,计算输入线圈和输出线圈的匝数。
同时,考虑变压器的耦合系数和数量线圈相对位置等因素。
4.确定开关管和开关频率:根据输入电压、输出电压和功率需求,确定合适的开关管。
同时,选择合适的开关频率,以避免电磁干扰。
5.设计滤波电路:根据输出电压的要求,设计合适的滤波电路。
滤波电路可以使用电容、电感和抗干扰电路等组成。
6.确定电源保护电路:为了保证电源的稳定性和可靠性,设计合适的保护电路,如过流保护、过压保护、短路保护等。
7.进行仿真分析:使用电路仿真工具,对设计的电源变压器进行仿真分析,检查电源变压器的性能和特性。
8.制作和测试:按照设计的电路图,制作电源变压器,并进行测试。
测试包括输出电压稳定性、效率和波动等。
三、注意事项1.选择适当的变压器:变压器应能满足所需的电流容量和功率需求。
同时,应注意变压器的质量和耐用性。
2.稳定性和可靠性:电源变压器应具有良好的输出电压稳定性和可靠性。
20170426-开关电源中的电感面积积设计公式(二)

开关电源中的电感面积积设计公式(二)普高(杭州)科技开发有限公司 张兴柱 博士前面介绍的两种滤波电感面积积设计公式,是与变换器结构无关的一般性设计公式。
当结合具体的变换器结构后,其电感的面积积设计公式还可以写成更加一般的表达式,如下式: 46max )(10cm JKf B P K A W sm o L c a ××=×τ (1) 其中:L K τ是电感面积积公式中的拓扑系数。
这个公式虽然与开关电源中的变压器面积积设计公式非常类似,但L K τ、 m B 的取值、K 的取值且是不同的。
下面给出Buck 变换器中的电感面积积设计公式的推导过程。
Buck 变换器的输出滤波电感面积积设计公式:LoLv L i L电感电压和电流波形图1: Buck 变换器和其输出滤波电感的电压电流波形图1是Buck 变换器和其输出滤波电感的电压电流波形。
假定Buck 变换器的输入电压范围为max min ~g g V V ,输出电压为o V ,最大负载电流为max oL I ,开关频率为s f 。
设计时取电感电流的纹波oL L L I I I λλ==∆,其中λ为电感电流的纹波系数。
由于在Buck 变换器中的电感电流纹波为:LT D V I s o L )1(−=∆ (2) 其中:η×=g o V V D ,η为对应输入/负载下Buck 变换器的效率。
所以由(2)式,可以设计出Buck 变换器的滤波电感量:soL o L s o f I D V I T D V L λ)1()1(−=∆−= (3) 又因为:oL L oL Lpeak I I I I )21(2λ+=∆+= (4) 所以根据:m c L Lpeak B A N LI =,可得: sm L o m L Lpeak c f B N F D V B N LI A )()1(λ−== (5) 其中:λλλ21)(+=F ,m B 为电感电流峰值所对应的磁密,其选取须保证sat m B B <。
开关电源变压器设计(pdf)

开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N工频变压器与高频变压器的比较﹕工频 高频 E =4.4f N Ae Bm f=50HZ E =4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕η=60-80 % (P2/P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2/P2+Pm )功率因素﹕ Cos ψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cos ψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2/U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小坛开关变压器主要工作方式一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.反馈方式: 自反馈; 它反馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD一.隔离方式:二.比t开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃ . ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求P N…(SOL.SPC).PN//PN.PN-PN. S N(SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V℃……..大比特电子变压器论坛h t t p://bb s.bi g-bi t.co m三.反馈方式:四.控制方式: PWM: PFM脉冲宽度调制 脉冲频率调制变i g -b五.常用电路形式:单端正激励 FORWARD开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃ . ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求..大比特电子变压器论坛h tt p://bb s.bi g-bi t.co m单端反激励FLYBACK 调节TON 使能量守恒定1/2*L P *I PK 2=1/2*L S *I SK 2加GAP 曲線Br 下降﹐ΔB 傳遞能力增大﹒傳遞磁能區間增加单端反激励(Flyback)波形分为:临界状态,非连续状态, 连续状态(常用状态).Po=1/2LI pk 2*f (η) Vi min =I pk *Lp /TonPo /Vi min I pk=2Po /D max Vi min (Po=VoIo) Vi min *Ton=I pk *Lp Lp=Vi min *D max /I pk *fNp=Lp*I pk /Ae*ΔB Np= Δ B*Ig / 0.4π*I pkIg=0.4πL p I pk 2/Ae*ΔB 2Vo+VD=Vimin*(Dmax /1-Dmax)*Ns/NpNs=(V O +V D )*(1-Dmax)*Np /Vi min * D maxDmin=Dmax /(1-Dmax)K+Dmax K=Vi max/Vimin大比特电子变ht t p ://b b s .b i g -b单端反激励(Flyback)设计例题一条件﹕V i =170V -270V ﹐f= 30K HZ V o= 5V , Io=20A, D max =0.45(设计取值)设计﹕ 1) Vi min=170*1.4--20=218V , Vi max=270*1.4-20=358VVi min=170*√2-(V D.ΔU) Vi max=270*√2-(V D .ΔU)Vi min= (V iACMIN )2- 2Po(1/2fL -tc)2) I pk =2*5*20/218*0.45=2.04A ηCIN Ipk=2Po /DmaxVimin ( Po=V oIo) Po=1/2LI pk 2*f (η) 3) Lp=218*0.45/2.04*30000=1.6mH Lp=Vimin*Dmax /Ipk*f 4) K=358/218=1.64 K=Vimax/Vimin5) Dmin=0.45/(1-0.45)*1.64+0.45=0.332 Dmin=Dmax /(1-Dmax)K+Dmax6) CORE 查表100W 选择 EER42/15 Ae=183mm 2(1.83cm 2) Bs=390mT(3900Gs)Core=g/w(f=20k Hz REF)7) WIRE 查表 或S Φ=√I/3=√20/3=2.58mm 选"铜箔"为佳.P Φ=√2.04/3=0.82, 选0.60X2 r 2*π (2.58/2)2*3.14=5.225 选择19#,Φ=0.98*7 (0.98/2)2*3.14*7=5.277(4Pin 并绕)8) Ig=(0.4*3.14*1.6*10-3*2.042/1.83*19502 )*108=0.12cm Ig=0.4πLpIpk 2/Ae* ΔB 29) Np=1950*0.12/0.4*3.14*2.04=91.32T . Np=(0.0016*2.04/1.83*1950)*108=91.46T Np=ΔB*Ig / 0.4π*Ipk Np=Lp*Ipk /Ae*ΔB 10) Ns=(5+1)*(1-0.45)*91/218*0.45=3.06T 11)P=1/2*1.6*2.042*30=96W Ns=(V O +V D )*(1-Dmax)*Np /Vimin* Dmax P=1/2LI 2*f大比特电子变压器论坛 p ://b b s .b i g -b i t .c o m单端正激励(FORWARD )设计例题一已知条件﹕输入电压 ﹒Vi= 48V (36~60V), 额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V ﹒Io=11A额定输出功率55W. 最大输出功率65W f=470kHz (450~500 kHz) δmax=0.42 η=82 设计步骤: 选择PC50. 3F3. N49等材质选PC50. EPC25. Ae: 46.4mm 2. Le: 59.2mm. B S : 3800G S 1): Ipk= Ic= 2POUT / Vinmin= 2*65 / 36= 3.6A2): Np= Vinmax*108 / (4FBmax*Ae) 取Bmax=2000G = 60*108 / (4*450K*2000G*0.464)= 4TS, 调整为6TS 3): Ns= Np *(Vo+V D ) / (Vi*δmax)= 4* (5.5+1)/(36*0.42)= 1.7TS 调整为2TS4): 反馈绕组. N= Np*(15+1) / (36*0.42)= 6*16/(36*0.42)= 6TS 5): 选择绕组线径 Np: Φ0.1*120C Ns: Φ0.1*200CN: Φ0.256): 由于为安全电压.故不须包MARGIN TAPE.单端正激励(FORWARD )设计例题二 已知条件﹕输入电压 ﹒Vi= 100V (85V~135V),额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V(4.5-5.5)﹒Io=20A f=200kHz δmax=0.42 设计步骤: 选择PC40..TP4等材质选TP4. EE28C. Ae: 87.4mm 2. B S : 3800G S 取Bmax=2000G 1): T=1/fo=1/200K=5us2): Tonmax=T*Dmax=5*0.42=2.1us3): V2min=(Vo+VL+VF)*T/Tonmax=(5.5+0.2+0.5)*5/2.1=14.8V 4): n =V2min/V1min=14.8/100=0.1485): N2=(V2min*Tonmax/Bs*Ae)*104 =(14.8*2.1/2000*87.4)* 104=1.83T ︽2T 6): N1 =N2/ n=2/0.148=13.5T ︽14TTonmax=(Vo+VL+VF)*T/ V2min=2.09 Dmax= Tonmax/T=2.09/5=0.418︽0.42大比特电子变压器论坛 ht t p ://b b s .b i g -b i t .c o m优化设计举例1)绕线空间设计: 变压器绕线空间设计得好﹐使其耦合传递最佳﹐发挥功率更佳﹐干扰更小﹐例一﹐ETD44 A V音响主功率变压器5T 例二﹐16T例三﹐3--417--15 Φ0.40X2 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T4--2 Φ 0.40 25T14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25Tc om加大耦合﹐减小漏感﹐提高负载能力﹒17--15 Φ0.40X2 4T随着变压器的小形化﹐可以根据爬电距离来实现安全性能要求﹐设计产品的 目的﹐主要满足用户要求﹐符合安全性能规定﹒1﹒干燥空气爬电耐压距离﹕ 经验距离为1mm /1000V ﹒2﹒TAPE (0﹒025/0﹒065)P -S 三层规定﹕ 1层>4000V 延伸变形后>1500V ﹒ 3﹒S 线圈-S 线圈之间爬电耐压距离﹕ >1500V >1.5mm ﹒4﹒边缘胶带MARGINTAPE 爬电耐压距离﹕ 边缘安胶W=3mm 可根据Vi 电压W1.5-2.mm ﹒ 5﹒采用TEX -E 线解决耐压距离﹕ 三重绝缘线 层>6000V 延伸变形后耐压下降﹒6﹒胶带绝缘层解决耐压距离﹕胶带村垫SOL 一层SPC 二层﹐反贴胶带等﹒ 7﹒规格耐压条件(3.0KV/60’ 2mA) 制程条件UL3.0KV *1.2倍/2’ 2mA ﹒ 8﹒层间耐压要求﹕有关﹒子c o m3)开关变压器的参数分析1.关于集肤效应可选用多股线(满足b>a a=r2πb= r2π*x x= x股线)满足高频负载电流﹐降低变压器温升﹒2. 关于L k与Cp是一对矛盾﹐一般要求变压器平衡L k与Cp参数﹐L k不要追求愈小愈好﹐Cp 的增加会引起噪声的增加﹒开关变压器GAP&L K1﹒气隙GAP设计大小与所需要的传递能量有关﹐GAP大气隙长度增加也就是气隙体积增加﹐电感下降﹒GAP小容易引起电感饱和﹒2﹒气隙GAP传递能量大小与使用的工作频率有关﹐高频时(>60KHZ)磁芯损耗加大﹒3﹒LEAKAGE漏感﹕初级绕组P&S次级主绕组相邻紧密﹐耦合面积大﹐(P﹒S夹绕)漏感量小﹒S次级主绕组如果匝数少﹐疏绕或者增加匝数﹐也可减小漏感量﹒。
开关电源的原理与设计

开关电源的原理与设计开关电源是一种高效、稳定并且广泛应用于各种电子设备中的电源供应方式。
本文将探讨开关电源的原理与设计方法,帮助读者理解和应用开关电源技术。
一、开关电源的原理开关电源的工作原理主要基于开关器件(如晶体管或MOSFET)、变压器和滤波电路。
其基本原理如下:1. 输入电压通过整流桥变成直流电压,然后经过输入滤波电路去除大部分的纹波。
2. 直流电压通过PWM(脉宽调制)技术控制开关器件,使其周期性地开关。
3. 开关器件的快速开关与关断导致电压和电流的变化,并通过变压器传导到输出端。
4. 输出电压经过输出滤波电路去除纹波,然后供应给负载。
二、开关电源的设计要素1. 选定开关器件:合适的开关器件应具备低导通电阻、快速开关速度和高耐受电压等特点。
2. 设计变压器:变压器的设计应根据输入输出电压比例、功率需求和开关频率来选择合适的磁芯和线圈参数。
3. 输出滤波:合理设计输出滤波电路以减小输出纹波,采用合适的电容和电感来实现滤波效果。
4. 转换控制电路:PWM技术常用于控制开关器件的开关频率和占空比,需要设计合适的控制电路来实现转换。
三、开关电源的设计步骤1. 确定功率需求:根据需求确定开关电源的输出功率和电压范围。
2. 选择开关器件:根据功率需求选择适合的开关器件,考虑其导通电阻、开关速度和电压容忍度等。
3. 设计变压器:根据输入输出电压比例和功率需求设计变压器的磁芯和线圈参数。
4. 设计滤波电路:根据输出电压的纹波要求确定输出滤波电路的参数,包括电容和电感等。
5. 设计转换控制电路:选择合适的PWM控制芯片或设计自己的控制电路,实现开关器件的控制。
四、开关电源的优点1. 高效性:相比线性电源,开关电源的转换效率更高,能够节省能源并减少功耗。
2. 稳定性:开关电源具有更好的稳定性和调节性能,能够在不同负载条件下保持输出电压的稳定。
3. 体积小巧:开关电源采用高频开关器件和储能元件,使得电源尺寸更小、重量更轻。
开关电源变压器设计

开关电源变压器设计开关电源变压器设计1. 前言2. 变压器设计原则3. 系统输入规格4. 变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管4.2计算变压器匝比4.3确定最低输入电压和最大占空比4.4反激变换器的工作过程分析4.5计算初级临界电流均值和峰值4.6计算变压器初级电感量4.7选择变压器磁芯4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度4.9满载时峰值电流4.10 最大工作磁芯密度Bmax4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径,估算窗口占有率4.13 计算绕组的铜损4.14 变压器绕线结构及工艺5. 实例设计—12W Flyback变压器设计1. 前言◆反激变换器优点:电路结构简单成本低廉容易得到多路输出应用广泛,比较适合100W以下的小功率电源◆设计难点变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化低输入电压,满载条件下变压器工作在连续电流模式( CCM )高输入电压,轻载条件下变压器工作在非连续电流模式( DCM )2. 变压器设计原则Class B不能超过110°C。
因此,温升在规定范围内,是我们设计变压器必须遵循的准则。
◆成本开关电源设计中,成本是主要的考虑因素,而变压器又是电源系统的重要组成部分,因此如何将变压器的价格,体积和品质最优化,是开关电源设计者努力的方向。
3. 系统输入规格输入电压:Vacmin~ Vacmax输入频率:f L输出电压:V o输出电流:I o工作频率:f S输出功率:P o预估效率:η最大温升:40℃4.0变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET:耐压值为V mos输出二极管:肖特基二极管最大反向电压V D正向导通压降为V F4.2计算变压器匝比考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)开关ON :0.8·V D > V in max / N + V o开关OFF :0.8·V MOS > N·( V o+ V F) + V in max匝比:N min < N < N max4.3 确定最低输入电压和最大占空比输入滤波电容:2µF~3µF/W 最低输入电压 ( 假设tc=3ms )V in min = √(√2V ac min )2−2 × P in ( T2− t c )C in最低输入电压,最大功率时,占空比最大D maxD max = N ∙ ( V o + V F )N ∙ ( V o + V F ) + V in min4.4 反激变换器的工作过程分析低输入电压时,负载从轻载到重载,变压器经历从DCM →BCM →CCM 的过程 高输入电压时,负载从轻载到重载,变压器一直工作在DCM4.5 计算初级临界电流均值和峰值按照最小输入电压,最大输出功率(Pomax)的条件计算 P o = 1/3P o max 时,变换器工作在BCM P o < 1/3P o max 时,变换器工作在DCM P o > 1/3P o max 时,变换器工作在CCMBCM模式下,最小输入电压时的平均输入电流I in-avg =13∙ P in V in min变压器初级临界电流峰值∆I p1 = I pk1 = 2 × I in−avgD max4.6 计算变压器初级电感量最低输入电压,BCM条件下,最大通时间T on max = 1f s×D max变压器初级电感量Lp =V in min × T on max∆I p14.7 选择变压器磁芯基于输出功率和开关频率计算面积乘积,根据面积乘积来选择磁芯AP p =P o × 1062 × η × K o × K c × f s × B m × jK o是窗口的铜填充系数:取K o=0.4K c是磁芯填充系数;对于铁氧体磁芯取K c=1Bm是变压器工作磁通密度,取B m≤12Bsatj是电流密度,取j = 4.2A/mm2考虑绕线空间,尽量选择窗口面积大的磁芯,查表选择Aw和Ae4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度初级绕组的匝数N p = V in min × t on maxA e ×B m×108增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加在100kHz条件下,损耗与B2.86成正比,匝数减小5%会使磁芯损耗增加15% 次级绕组匝数N s = N p / N辅助绕组匝数N cc = ( V cc + 1 ) ×N s / ( V o+ V F )气隙长度: l g = 0.4 π × A e × N2L p4.9 满载时峰值电流CCM时,T on max固定不变输入电压不变,BCM的T on max等于CCM的T on maxT on max内,电感电流线形上升增量∆I p1 = V in min × T on maxL p= ∆I p2低输入电压,满载条件下P o = 12×η× L p × (I2pk2– I2pk0 ) × f s变压器初级峰值电流I pk2 =P o / ηV in min × D max+ ∆I P224.10 最大工作磁芯密度B maxB max = L p × I pk2×108< B sat4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值梯形波电流的中值 :I a = I pk - ∆I2电流直流分量 :I dc = D max × I a电流有效值 : I prms = I a √D max电流交流分量 :I ac = I a √D max (1−D max )4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径,估算窗口占有率导线的横截面积自然冷却时,一般取电流密度 j = 4A / mm 2 初级绕组:S p = I prms ( A ) / 4 ( A / mm 2 ) 副边绕组:S s = I srms ( A ) / 4 ( A / mm 2 )线径及根数集肤深度 δ= 6.61 / √f s cm导线线径不超过集肤深度的2倍,若超过集肤深度,则需多股并绕 根据安规要求考虑加一定宽度的挡墙窗口占有率 K 0A w ≥ N p ×π×R p 2 + N s ×π×R s 2 + N cc ×π×R cc 24.13计算绕组的铜损根据导线的电阻和集肤深度,确定每个绕组的铜损耗 总损耗一定要小于预算损耗,温升经验公式loss4.14变压器绕线结构及工艺骨架的选取:累计高度、宽度绕法:初级和次级交错式(三明治)绕法:漏感小5. 设计实例—12W开关电源变压器设计5.1 系统输入规格输入电压:90Vac~265Vac输入频率:50Hz输出电压:12V输出电流:1.0A输出功率:Po=12W开关频率:50kHz预估效率:0.75输入最大功率:Pin=16W变压器最大温升:40℃5.2 开关管MOSFET和输出整流二极管开关管MOSFET耐压: V mos=600V输出二极管:反向压降V D=100V ( 正向导通压降V F=0.5V )5.3计算变压器匝比0.8 ∙V D > V in max / N + V o→0.8 ×100 > 375 / N +120.8 ∙V mos > N ∙( V o + V F ) + V in max→0.8 ×600 > N ×( 12 + 0.5 ) +375 5.5 < N < 8.45.4 最低输入电压和最大占空比选择C in=22µF最低输入电压:V in min = √(√2Vac min)2− 2 × P in (T2− t c)C in=√1272− 2 ×16 ×7 × 10−322 × 10−6≈77V最大占空比:Dmax =N ∙ (V o+ V F )N ∙ ( V o+ V F)+ V in min=6 × 12.56 ×12.5+77= 0.495.5 计算初级临界电流均值和峰值I in-avg =13∙ P inV in min=163 ×77= 0.07 A∆I p1 = I pk1 = 2 × I in−avgD max=2 ×0.070.49= 0.285 A5.6最大导通时间和初级电感量最大导通时间:T on max = 1f s×D max = 9.8 μs变压器初级电感量:L p = V in min×T on max∆I p1=77 ×9.8 × 10−60.285≈2.7mH5.7 变压器磁芯面积AP p =12 × 1062 ×0.75 ×0.42 × 50 × 10 ×1600 ×4= 0.066 cm2( 铁氧体磁芯B sat = 3900G , 取B m = 1600G )查表EF20 A e = 0.335 cm2,A w = 0.6048 cm25.8 变压器初级匝数、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度N p = 77 ×9.8 × 10−60.335 ×1600×108= 140.7取N p = 140 TsN s = 140 / 6 = 23.3 Ts 取N s = 23 Ts N cc = 19 ×23 / 12.5 ≈35 Tsl g = 0.4π ×33.5 × 14022.6= 0.2 mm5.9 满载时峰值电流、最大工作磁通密度I pk2 =Po / ηVin min×Dmax+∆Ip2=1677 ×0.49+ 0.14 = 0.56 ABmax = Lp ×Ipk2Ae ×Np=2.6×10−3 × 0.560.335 ×140×108= 3100G < 3900G5.10 变压器初级电流、副边电流的有效值原边各电流:电流中值I pa = 0.42A 电流有效值I prms = 0.29A电流直流值I pdc = 0.20A 电流交流值I pac = 0.208A副边各电流:电流直流值I sdc = 1A 电流有效值I srms = 1.38A电流中值I sa = 1.92A 电流交流值I ac = 0.959A5.11 计算原边、副边绕组的线径,估算窗口占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √s= 6.61 / 3= 0.29 cm初级绕组:S p =0.068mm 2→Φ0.25mm ×1P →R DC = 4.523mΩ/cm ( 100℃ ) 副边绕组:S s = 0.328mm 2→Φ0.40mm×2P →R DC = 0.892mΩ/cm ( 100℃ ) Vcc 绕组:S cc = 0.1/4.2 = 0.024mm 2 →Φ0.1mm×2P 窗口占有率:0.4 × 60.48 ≥ 140 × π× 0.1252 + 23 × π× 0.22 + 35 ×π× 0.08224.2 ≥ 13.6 OK5.12 计算绕组的铜损平均匝长 l av = 23.5 mm各绕组绕线长度:原边 l Np = 140 × 23.5 = 329 cm副边 l Ns = 23 × 23.5 = 54.0 cm各绕组直、交流电阻:原边R pdc =1.45Ω R pac =2.38Ω副边R sdc =0.024Ω R sac =0.038ΩVcc 绕组电流过小,忽略绕组损耗各绕组损耗:P u = 0.30W {P p = I prms 2× R pdc + I pac 2 × R pac =0.22W P s = I srms 2× R sdc + I sac 2 × R sac =0.08W5.13 计算绕组的铁损计算铁损:查磁芯损耗曲线,PC40在 ΔB = 0.15T 时为80mW / cm 3 铁损 P Fe = 80 × 1.5 = 0.12 W估算温升总损耗 P loss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W经验公式 ∆T ≈ 34 × √33.5 ×60.48= 22℃ < 40℃设计 OK5.14 变压器绕线结构及工艺绕线宽度高度累计查EF20 Bobbin 绕线宽度W=12.1mm ,高度H=2.9mm0.25mm,最大外径0.275mm 每层35T,W1=9.62mm0.40mm,最大外径0.52mm 每层23T,W2=11.9mm0.10mm,最大外径0.13mm 每层35T,W3=9.1mm(0.1mm×2P) 总高度= 0.275×4 + 0.52 × 2 + 0.13 × 3 + 0.03 × 7 = 2.74 mm绕线结构次级→初级→次级。
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