光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略

光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略1 引言

并网逆变器作为光伏电池与电网的接口装臵，将光伏电池的直流电能转换成交流电能并传输到电网上，在光伏并网发电系统中起着至关重要的作用。随着投入应用的并网逆变器日益增多，其输出的并网电流谐波对电网电压的污染也不容忽视。按照GB/ T 19939-2005所要求，光伏并网逆变器的总输出谐波电流应小于逆变器额定输出的5%，各次谐波也应限制在表1所列的百分比之内：

2 基于d-q坐标系的控制策略

B1

图1 光伏逆变器电路结构

如图1所示，在三相静止对称坐标系中，其交流侧的物理量均为时变交流量，不利于控制系统的设计。为此考虑通过坐标变换将三相静止对称坐标系转换成以电网基波频率同步旋转的d-q坐标系。这样经过坐标变换后，三相静止对称坐标系中

的基波正弦变量将转化为d-q 坐标系中的直流分量。

在d-q 坐标系下，其数学模型可描述为：

⎥⎦⎤⎢⎣⎡+⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎥⎦⎤⎢⎣⎡+-+=⎥⎦⎤⎢⎣⎡q d q d q d v v i i R Lp L L R Lp e e ωω （2-1）

dc dc q q d d i v i v i v =+)(2

3

（2-2）

式中 d e 、q e ——电网电动势矢量dq E 的d 、q 分量

d v 、q v ——三相VSR 交流侧电压矢量dq V 的d 、q 分量 d i 、q i ——三相VSR 交流侧电流矢量dq I 的d 、q 分量

p ——微分算子

由式2-1可以看出，由于VSR 的d 、q 轴变量相互耦合，因而给控制器设计造成一定困难。为此，可采用前馈解耦控制策略，当电流调节器采用PI 调节器时，则

d v 、q v 的控制方程如下：

q d q q il iP q e Li i i s

K K v +--+-=ω))((*

（2-3）

d q d d il iP d

e Li i i s

K K v ++-+

-=ω))((*

（2-4）

式中 iP K 、il K ——电流内环比例调节增益和积分调节增益

*q

i 、*d i ——d i 、q i 电流指令值

将式2-3、式2-4代入式2-1，并化简得： L

i s K K L i s K K R pi d

il iP d il iP d *

)()(++++-=

同样，求得：

L

i s K K L i s K K R pi q

il iP q il iP q *)()(++++-=

显然，上式表明，基于前馈的控制算法2-3、2-4使得三相VSR 电流内环)

,(q d i i 实现了解耦控制，如下图所示：

a

i b

i c

i

图2 三相VSR 电流内环解耦控制结构

由于两电流内环的对称性，因而下面以q i 控制为例讨论电流调节器的设计。考虑电流内环信号采样的延迟和PWM 控制的小惯性特性，已解耦的q i 电流内环结构如图3所示

图3 q i 电流环结构

3 波形畸变的原因

3.1 死区对波形的影响

在逆变器的工作过程中，为了防止逆变器桥臂上、下开关管直通，一般都要在

两管的开关信号中插入死区时间，在此时间内上、下两管都处于关断状态，此时的输出电压由电感上的电流方向决定。设电感电流L i 和输出电压U 的参考方向如图1所示，则在死区期间，若电感电流0>L i ，则续流二极管D6导通，输出电压为负；若电感电流0

由图2可以看出，死区使实际逆变器输出PWM 波形与理想PWM 波形之间存在差异，两者之差是一组包络线为正负对称方波、极性与电流方向相反、幅值为

2/d E ±，宽度为死区时间d T 的电压脉冲序列。由于方波里不仅含有基波分量，而且

还含有大量的谐波分量，因此死区的存在一方面会影响输出基波电压的幅值和相位，令一方面又会使输出电压波形发生畸变。

图4 死区对波形的影响

3.2 并网点电压畸变

内模原理意味着只有将系统外部信号的动力学模型植入控制器以构成反馈控制

系统，才能实现无静差地跟随输入信号。对于一个交流信号而言，由于PI 控制策略并不具备所需的动力学模型，也就无法实现无静差的跟踪。

在基于d-q 坐标系的控制策略中，若只考虑交流基波分量，则在稳态时d-q 坐标

系中，其d i 、q i 均为直流分量。毫无疑问，在这种情况下PI 控制策略能实现无静差的控制。然而，如果并网点电压a e 、b e 、c e 存在波形畸变或不平衡等情况，则在d-q 坐标系中，d e 、q e 存在一定的交流量。而PI 控制策略将无法对这些非直流信号实现有效的无静差控制。

3.3 SVPWM 高频谐波

对于PWM 控制的电压型逆变器，其输出电压波形为矩形波，含有大量的谐波。

与SPWM 相比，SVPWM 通过选择适当的开关状态，来控制电压空间矢量的运动轨迹，具有谐波总畸变率小、直流电压利用率高的优点。

根据参考文献1所述，写出A 相调制函数：

⎪⎪

⎪

⎩

⎪

⎪⎪⎨⎧

<≤<≤+<

≤<≤<

≤<

≤-⨯=πθππθππθπ

θππθπθπ

θππ

θπθ23

5,32)6cos(3534,323)

cos(33

4,3

0)6cos(m u A （3-1）

式中，m ——SVPWM 的线电压调制度。

由于三相调制波相互对称，仅在相位上相差120°，因此可得其线电压的调制函

数为： )6

cos(2π

θ+

=-=m u u u B A AB （3-2）

由于SVPWM 的波形较为复杂，采样得到的相电压包含两种角频率，故采用二

维傅立叶分析的方法。

令：

t t x c ω=)(，t t y r ω=)(

式中： c ω——载波角频率；

r ω——调制波角频率；

对于由)(t x 、)(t y 共同作用的),(y x u AB ，写出其傅立叶展开式：

∑∑∞

=∞

=+=00)(),(k n ny kx j n kn AB e K y x u λ

（3-3）

式中： ⎰⎰-

+-=ππ

π

π20

)(2

),()2(1dy dx e y x u K ny kx j AB kn

3

21π

λn j

n e

--=

参考SVPWM 规则采样示意，令载波幅值为1，考虑式3-1的调制波分段函数，

得到SVPWM 脉冲在6个区间内的开关时间：