利用SPICE模型的参数选择二极管

(6) 温度变化同样对其 PN 结电容造成影响，以变容二极管为例，有[4]： （7） 对于变容二极管的选取而言，应尽量选取 EG 高的管子以减小温度对管 C~V 特性的影响。 1.4 反映二极管噪声特性的 SPICE 参数 反映二极管温度特性的 SPICE 参数有 KF（闪烁噪声系数）和 AF（闪烁噪声系数）。NF 是随 着元件的偏置电流，工作频率，温度及信号源内阻变化的，反映的是在不可避免的信号源之 上由元件增加的噪声功率。表达式为[3]： （8） 闪烁噪声 K（F 又称 1/f 噪声）。它的值取决于接触面材料类型和集合形状的系数[3]，根据 Hooge 提出的迁移率涨落模型,二极管闪烁噪声的功率谱密度函数表达式可表示为[3]: （9） 其中, 常取 1, 范围[1,2]。为反向饱和电流与正向扩散电流的和。我们要求这两个参数应尽
表 2. 不同电压下调制频率及增益 在图 2 中,V1 确保 MV34010 工作于反向偏压状态,通过改变偏压 V2 来控制与电感 L2 并联的 变容管的结电容以实现 LC 调谐,高频晶体管 BFG410W 用于将调谐信号放大,R2 为耦合大电阻, 以滤除来自外界的高频杂波对谐振回路的影响。图 3 为在外 Voltage (V) frequency (MHz) Gain (dB) 3.0 925.6472 54.5687 4.0 955.6230 54.8740 5.0 984.8301 54.8356 6.0 1009.1 54.2213 7.0 1010.2 54.0784
加电压为 6V 时对应的调频电路在谐振点及-3dB 频率。如图示，-3dB 频率为 1.0055GHz,可见 曲线具有很高的陡峭度。分析表 2 的仿真数据可以看出，除了能够简化电路结构外,采用变 容二极管 MV34010 设计的 LC 谐振电路因二极管的高 Q 值导致谐振点处具有极陡的峰值， 且实现了在仅单节放大器放大的情况下 GHz 数量级的调谐频率及谐振点处高于 54dB 的放大 增益，这一特点极大有利于提高调谐电路的选频特性和调制的准确性。 三． 结论 在明确了二极管的 SPICE 模型参数物理意义的前提下，将其与芯片资料的关键参数相对应以 选择出合适的元件是可行的。 参考文献 [1]孟庆晨，刘海波，孟庆辉著，半导体器件物理，科学出版社，2006 年 3 月第一版 [2]刘长军，黄卡玛著，射频通信电路设计，科学出版社，2006 年 6 月第二版 [3]高普占著,微弱信号检测,清华大学出版社,2004 年 11 月第一版 [4]黄昆,韩汝琦著,半导体物理基础,科学出版社,1979.7
越窄，杂质浓度越高，反向击穿现象越容易发生。 1.1.5 RS：串联电阻（Ω） 在不考虑衬底的情况下，二极管的串联电阻主要由 PN 结两侧中性区和金属引线间的欧姆接 触电阻和 P 区,N 区的等效电阻组成，在高频情况下，还包含趋肤电阻。串联电阻降低了施 加于 PN 结上的分压,从而导致了 I~V 曲线斜率的降低。此外，RS 还会对二极管的品质因素 Q 和截止频率造成影响。 1.2 反映二极管动态特性的 SPICE 参数 1.2.1 M（梯度系数），FC（正偏耗尽层电容系数）和 CJ0（零偏结电容 单位：F） PN 结的电荷存储能力决定了半导体二极管的 C/V 动态特性。在外偏压发生变化时，耗尽层 宽度随着结电场发生改变。结的两个半边内空间电荷量随耗尽层宽度变化呈正比关系，将势 垒区电荷随外加偏压的变化等效看成一个电容，即势垒电容 CJ。在低于反向击穿电压 BV 的 范围内，在忽略管子外部封装引起的封装电容的情况下，二极管外加反偏压和结电容之间的 关系如式 6 所示 [2]： （5） 其中,CJ0 为零偏压时对应的结电容，参数 FC 为正偏耗尽层系数，被用于对 PN 结的 SPICE 动 态模型进行线形近似修整以确保结势垒的存在性，通常取值为 1/2。VJ 由半导体的材料和工 艺决定。M 为梯度系数，它代表 C/V 曲线的斜率，由 PN 结不同的杂质浓度的分布决定。在 众多公司提供的芯片资料中，用符号γ来表示。理论推导得出，当 PN 两边缘处的浓度分布 随着结边距呈线形变化时对应的结称为缓变结, 对应 M 取 1/3。浓度分布随着结边距发生突 变的对应着突变结, 对应 M 取 0.5。当 M>0.5 时对应的结称为超突变结,M 值越高，掺杂浓 度随结边距的突变就越明显。 1.2.2 TT：渡越时间（sec） 在正偏压下，位于 PN 结两侧少数载流子扩散长度范围内，存在着由少数载流子构成的扩散 电荷，当 PN 结返回到外加零偏压状态时，这些少子因复合作用逐渐消失，这一过程所需的 时间被称为渡越时间。它由二极管的材料,工艺和结构决定。TT 反映了二极管的开关速度, 它 在快恢复二极管的选择中是重要的参考依据。 1.3 反映二极管温度特性的 SPICE 参数 反映二极管温度特性的 SPICE 参数有器件测量时的温度 TNOM (℃),饱和电流温度指数 XTI 及 禁带宽度 EG (eV)[4]。其中 XTI 是由禁带宽度和材料的搀杂浓度决定的。 温度效应对二极管有较大的影响，主要反映在对二极管的反向饱和电流 IS 上，IS 随温度变 化率为：
量小，在 SPICE 仿真中，它们通常分别取作 0 和 1。 二． SPICE 参数选管应用实例 作为例证，对 LC 谐振回路选取合适的变容二极管进行仿真。由于变容二极管是通过改变外 加反向偏压来控制结电容变化以达到调节谐振频率目的的非线形元件。因此, 在通过 SPICE 参数选取变容二极管设计调谐放大器时反映 C~V 特性的 SPICE 参数是选管的主要依据。选取 变容二极管的主要 SPICE 参数依据是 RS，M，EG，BV 和 VJ。在变容二极管的参数资料中， 一个衡量压控范围的重要参数是大电压 V1 与小电压 V2 下对应的电容比，它反映了反偏压 对结电容调制范围的大小。通过推导可知它与前面提到的 SPICE 模型参数 M 之间存在如下 的对应关系： （10） 由（10）式可以看出，在选管时，可以根据电路设计所能提供的外加反向偏压控制范围大至 确定 M 的取值。此外，为了获得更大的调制度，应尽量选取在电路所能满足的 BV 反向击穿 电压范围内,M 较大的变容二极管。在这里选取 M 较高的超突变结变容二极管以获取较大的 电容比，为了提高工作频率和温度的适应性，选择禁带宽度较大的 GaAs 材料，与该材料对 应的 VJ 为 1.2V。 另外，Q 值是反映二极管性能的重要指标，它直接影响着电路的工作品质，Q 值越高，二极 管的损耗越小，工作时越接近理想状态。理论分析可知，高频时，串联电阻 RS 和结电容越 小，Q 越大。因此，需尽量选取 RS 小的高 Q 值变容二极管。早期运用于电视通信 VHF~UHF 频段的调谐或调频变容二极管 Q 值仅在百位数量级，M 值也低于 1，这一指标已被 GaAs 变 容二极管远远超过。目前查到 GaAs 变容二极管的 Q 值在 GHz 数量级已达上千，M 值可达 1.5。在这里选取 MDT 公司 M 系数为 1.5，Q 值为 1200 的超突变结 GaAs 变容二极管 MV34010 用于电路调谐实验。将其 SPICE 参数装入 MULTISIM9.0 仿真软件元件库中进行仿真,SPICE 参 数如表 1： 表 1. MULTISIM9.0 仿真元件库中 MV34010 的 SPICE 参数 IS RS CJ0 VJ TT M BV N EG XTI KF AF FC IBV TNOM 1e-14 0 83.83e-12 1.2 0 1.45 15 1 1.43 3 0 1 0.5 1e-5 27 对应芯片资料，该芯片的特点是在 25。C 下，反偏压 4V 情况下对应的结电容为 10.0 10%pF,而 CJ0 高达 83.83pF,与同系列的其他突变结二极管相比,在 7V 偏 压范围以内 C~V 曲线最陡, 对应电容比（CJ@2/CJ@12V 时）为 8.9，极大有利于电压的控制。 图 2 给出了通过 MULTISIM9.0 仿真得到的采用变容二极管 MV34010 的 LC 并联谐振电路,表 2 列举了采用 MULTISIM9.0 仿真得到的，对应不同调节电压 V2 的谐振频率及相应的放大增益：
利用 SPICE 模型的参数选择二极管(2009-09-26 14:10:20)转载▼标签： spiceit 前言 仿真软件的使用大大缩短了电路设计的周期，而在大部分软件所提供的元件库中，仿真元件 都是以其 SPICE 模型的参数作为基础的。因此，电路设计者在选择元器件进行电路设计仿真 时往往面临诸如对元件的 SPICE 模型参数物理意义不了解及难于将公司提供的该芯片的数据 资料中的物理量与其 SPICE 模型参数相对应等一系列问题。对此，文中给予了相应的解释和 说明。 一．二极管的 SPICE 模型参数 二极管分为静态模型参数和动态模型参数两种。其中作为已知参数，可以直接由工艺过程或 器件材料决定的有禁带宽度 EG，饱和电流温度指数 XTI，闪烁噪声系数 KF 和闪烁噪声系数 AF。静态模型是通过 I~V 曲线来反映的，参数主要有反向饱和电流 IS，反向击穿电压 BV， 发射系数 N，反向击穿电流 IBV，梯度系数 M，内建电势 VJ 和串联电阻 RS。动态模型是通 过 C~V 曲线体现的，参数主要有零偏结电容 CJ0，渡越时间 TT。元件测量温度 TNOM，XTI， EG 则反映了饱和电流随温度变化的特性。根据不同种类二极管的应用，应对这些 SPICE 参 数值进行有针对性ห้องสมุดไป่ตู้选取。 1.1 反映二极管静态特性的 SPICE 参数 1.1.1 （反向）饱和电流 IS 单位(A) 考虑理想情况下变容二极管的 I~V 特性,关系如下[1]： (1) 其中, VT 为半导体热电势,表达为: 。V 为外加偏压,q 为电子电荷，K 为波尔兹曼常数,T 为绝 对温度。当外加反偏压的绝对值足够大时，I 值约等于 SPICE 参数中的反向饱和电流 IS。由 半导体基本理论推出[1]： (2) A 为势垒区截面积，np0 和 p n0 分别为载流子产生与复合率相等情况下 P 区的单位体积的少 子电子数和 N 区的少子空穴数（少子浓度），Ln 和 Lp 分别为少子电子和少子空穴的扩散长 度，和 为空穴和电子寿命。 1.1.2 发射系数 N 考虑非理想情况下少数载流子在穿越势垒区时的复合,(1)式被修正为: (3) 其中 N 为用来反映势垒区复合程度的发射系数，其取值范围为 [1，2]。 1.1.3 VJ：内建电势（V） 二极管的内建电势 VJ 是由平衡 PN 结空间电荷区内的内建电场引起的，它是由图 1. 二极管 的 I/V 特性半导体的材料决定的。它是 N 区和 P 区间存在的电势差，定义如下[1]： (4) 其中， 和 分别代表 P 区的空穴浓度和 N 区的电子浓度，电子(空穴)从 N(P)区到 P(N)区必须 克服势垒。由（5）式可知，本征载流子浓度越小，则 VJ 越大。由于禁带宽度 EG 影响着电 子从价带底跃迁到导带顶的难易，从而决定了本征载流子浓度 ni，因此，根据（5）还可推 出在特定温度下，以下三种常用材料的 VJ 大小关系为：GaAs>Si>Ge。 1.1.4 IBV 反向击穿电流（A）与 BV 反向击穿电压（V） 当外加反向偏压增至某值时，反向电流会迅速增加。发生击穿存在两种可能性，一种是由势 垒区在高电场下共价键断裂产生的大量电子引起的齐纳击穿。另一种是因少子渡越 P-N 结空 间电荷区时,受其电场加速获得足够大的动能以轰击晶格中的束缚电荷,电离出电子空穴对, 引发连锁撞击导致雪崩击穿。I~V 反向曲线上的反向击穿电流 IBV 参数的值是由半导体生产 厂家确定的，对应该值的电压被定为反向击穿电压 BV。分析可知，当二极管的禁带宽度 EG