双闭环控制器设计方法

3.2.2 电流的直接控制

电流直接控制，就是采用跟踪型的PWM 控制技术对电流波形的瞬时值进行反馈控制，可以采用滞缓比较方式，也可采用三角波比较方式，进行电流的直接控制。采用PWM 技术的直接控制方法从原理上来说可以有效地滤除系统中的无功电流和全部有害电流。与间接控制方法相比较，直接控制方法具有更高的响应速度和控制精度，但它要求开关频率高，因为大功率器件很难以高开关频率运行，因此不采用电流直接控制。一般来说，电流直接控制适合于小功率场合。但从目前世界上运行的无功补偿器的情况看来，电流直接控制在中、大容量系统也有应用。日本新农用于输电80Mvar 的SVG 和日本神户用于钢厂负荷补偿20Mvar 的SVG 均采用了电流直接控制方式。前者在电网严重不对称，甚至短路时仍可照常工作;后者对炼钢电极短路引起的电网电压闪变有很好的抑制作用。电流直接控制的SVG 控制系统有两种基本结构：1.滞环比较控制；2.电压电流双闭环控制.

本文主要讨论电压电流双闭环控制方法。控制结构如图所示，采用了dq 轴下的瞬时控制系统。SVG 发出的电流瞬时值经dq0坐标变换变为d i q i 0i ，与有功电流、无功电流参考值作比较后，经PI 调节器所得值，再经dq0反变换，得到三相电压信号，进行三角波比较电流跟踪型PWM 控制。其中，有功电流参考值由直流侧电压参考值与直流侧电容电压反馈值比较后经PI 调节器得到。由于参考

值*d i 和*

q i ，和反馈值d i q i 在稳态时均为直流信号，因此通过PI 调节器可以实现无稳态误差的电流跟

踪控制。即此方法中采用了双闭环反馈控制，内环是电流环控制，外环是电压环控制。

图 电流电压双闭环

控制原理图

SVG 采用电流直接控制后，其响应速度和控制精度将比间接控制法有很大提高。在这种控制方法下，SVG 实际上相当于一个受控电流源。由于受电力半导体器件开关频率限制，这种控制方法对较小容量SVG 比较适用。

还有一种电流直接控制方法为空间矢量调制控制方法，其原理可参考相关文献，本文不再给出。 以上介绍了SVG 的两类控制方法，电流的间接控制和电流的直接控制。通过对比我们可以得出

如下结论：

(1)电流的间接控制方法相对简单，技术相对成熟，但间接控制与直接控制相比，控制精度较低，电流响应速度较慢。

(2)电流直接控制法对电力半导体器件的开关频率要求高，因此适用于较小容量SVG 控制；间接控制法适用于较大容量的SVG 控制。

(3)采用电流间接控制的大容量SVG 可采用多个变流器多重化联结、多电平技术或PWM 控制技术来减小谐波。而采用电流PWM 跟踪控制的直接控制方法电流谐波较少。

控制系统参数计算

将双闭环控制器设计方法用于SVG ，只需要经过为数不多的几步简单计算，就可以确定控制器的参数，特别适合控制器参数的现场整定。另一特点是在频域设计控制器时，可以比较方便地将系统中诸如变换器延时，滤波延时等小滞后环节考虑进去。因此，在SVG 控制系统设计中，一般采用双环控制，即电压外环和电流内环。电压外环的作用主要是控制三相PWM 整流器直流侧电压，而电流内环的作用是要按电压外环输出的电流指令进行电流控制。

3.3.1 电流内环控制系统设计

如图所示,在相坐标系VSR(d,q)中，其dq 模型可描述为：

d d d q q d

e i u Lp R L e i L

Lp R u ωω⎡⎤⎡⎤+-⎡⎤

⎡⎤=+⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥+⎣⎦⎣⎦⎣⎦⎣⎦ ()3

2

d d q q dc dc u i u i u i += 式中

d e 、q e ——电网电动势矢量dq E 的d 、q 分量

d u 、q u ——三相VSR 交流侧电压矢量dq U 的d 、q 分量 d i 、q i ——三相VSR 交流侧电流矢量dq I 的d 、q 分量

P ——微分算子

设dq 坐标系中q 轴与电网电动势矢量dq E 重合，则电网电动势矢量d 轴分量d e =0。

从三相VSR dq 模型方程式可看出，由于VSR d 、q 轴变量相互耦合，因而给控制器设计造成一定困难。为此，可采用前馈解耦控制策略，当电流调节器采用PI 调节器时，则d u 、q u 的控制方程如下：

()iI q ip q q d q K u K i i Li e s ω**⎛

⎫=-+--+ ⎪⎝⎭ （）

()iI d ip d d q d K u K i i Li e s ω**⎛

⎫=-+-++ ⎪⎝

⎭ （）

式中 ip K 、iI K ——电流内环比例调节增益和积分调节增益； q i *、d i *——q i 、d i 电流指令值； 将式（）（）代入式（），并化简得：

10iI ip d d d iI ip

q q q iI ip K R K s i i i K L p K i i L s i K R K s L

**⎡⎤⎡⎤⎛

⎫-+⎢⎥

⎢⎥ ⎪⎝⎭⎣

⎦⎢⎥-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎛⎫⎢⎥=-+⎢⎥⎢⎥⎢⎥ ⎪⎢

⎥⎡⎤⎝⎭⎛⎫⎢⎥⎣⎦⎣⎦⎣⎦-+⎢⎥⎢⎥ ⎪⎝⎭⎣⎦⎢⎥-

⎣

⎦

（） 显然式表明：前馈的控制算法式和使三相VSR 电流内环()d q i i 实现了解耦控制，由于两电流内环

的对称性，因而下面以q i 控制为例讨论电流调节器的设计。考虑电流内环信号采样的延迟和PWM 控

制的小惯性特性，已解耦的q i 电流内环结构如图所示：

图 无q e 扰动时

的q i 电流内环简化结构

图中，s T 为电流内环电流采样周期（即亦为PWM 开关周期），PWM K 为桥路PWM 等效增益。为简化分析将PI 调节器的传递函数写成零点形式，即：

1

ip iI i ip ip iI i i

K K s K K K s s τττ+⨯==

将小时间常数

2s

T 、s T

合并。

电流调节器设计方案有两种。当考虑电流内环需获得较快的电流跟随性能时，可按典型I 型系统设计电流调节器，从图可看出，只需以PI 调节器零点抵消电流控制对象传递函数的极点即可，即i L R

τ=。校正后，电流内环的开环传递函数为：

()()

1.51ip PWM oi i s K K W s R s T τ=

+

由典型I 型系统参数整定关系，当取系统阻尼比ξ=时，有：

1.51

2

s ip PWM

i

T K K R τ=

求解得：